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基于预滤波技术的抗谐波混叠差分N通道滤波器.docx
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基于预滤波技术的抗谐波混叠差分N通道滤波器.docx
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1. 引言
随着无线通信的迅猛发展,对射频接收机的要求越来越高,原接收机中的声表面波
(SAW)滤波器、有源低通滤波器存在中心频率不可调、体积大、成本高和不易集成等缺
点,已不能满足现代射频接收机的要求.
N 通道滤波器由于具有高线性度、高品质因数和中心频率可调等优良特性而广泛应用
于射频接收机前端
[1]
.
近年来,N 通道滤波器备受人们关注,在理论上提出了多种分析滤波器的方法
[2-4]
,使
得滤波器传递函数的分析逐渐简便.但 N 通道滤波器在接收机应用中仍存在两大问题,一是
抗谐波混叠能力弱,二是谐波抑制能力较差.
2016 年,SATO 等人
[5]
提出一种具有不同中心频率级联的差分 20 通道和 3 通道滤波
器,实现了 20dB 以上的阻带抑制和谐波抑制能力,但忽略了谐波混叠效应对电路的影
响.2017 年,HEMATI 等人
[6]
提出了一种在不增加输入参考时钟频率的情况下减少谐波混叠
的方法,使 M 路径 N 通道滤波器的谐波混叠抑制为 23.8dB,带外抑制为 18dB, 但由于使
用了过多的跨导放大器,导致噪声系数和电路功耗较大.2019 年,VENKATA 等人
[7]
提出了
一种 N 通道滤波器,该滤波器每个通道均采用正弦多相单边采样脉冲宽度调制时钟(PWM
LO),从而避免了固定占空比矩形脉冲产生的谐波响应,但没有分析谐波混叠.
2020 年,KARAMI 等人
[8]
提出了一种方法,该方法通过在传统的 N 通道滤波器中添
加一些具有适当权重系数的额外路径,来实现谐波抑制、谐波混叠和频谱整形等特性,但
由于路径数的增加,电路功耗也增大了.同时 2020 年,HAZRATI 等人
[9]
提出了一种在 6N
通道滤波器中抑制 3k 次(k 是正整数)谐波的方法,采用单端输入到差分输出的结构,有效
提高谐波选择性和 3k 次谐波抑制能力,但带内 IIP3 为-1.5 dB, 线性度较差.
综上所述,设计一个具有优良的抗谐波混叠特性和谐波抑制特性,同时综合性能也较
高的 N 通道滤波器是一个潜在的挑战,而这恰恰也是实际应用对 N 通道滤波器设计提出的
要求.因此,本文提出了一种抗谐波混叠的差分 8 通道带通滤波器.该滤波器通过 LC 带阻预
滤波器抑制 7 次和 9 次谐波,并且采用单端转双端差分带通滤波器抑制偶次谐波,片外变
压器作为平衡-不平衡转换器,以提高 Q 值.与近年其他研究工作相比,该滤波器具备同时
改善谐波抑制和谐波混叠的特性,且具有良好的噪声抑制能力和线性度.
2. 电路设计
本文设计的差分 8 通道滤波器由两个受开关控制的 LC 带阻预滤波器、串联电感单端
转双端差分 8 通道带通滤波器和片外变压器组成,如图 1 所示.
图 1 本文设计的完整电路结构
下载: 全尺寸图片 幻灯片
图中两个受开关控制的 LC 带阻预滤波器用于抑制 7 次和 9 次谐波,其工作原理如
下:L
P
=5nH 保持恒定,中心频率由每个网络中的开关电容器决定,将中心频率可调范围分
成多个频率间隔,假设每个间隔区间为[f
a
, f
b
),在每个间隔内,两个网络中的电容自开关闭
合后开始工作.由文献[10]可知,式(1)与 7 次谐波抑制对应,式(2)与 9 次谐波抑制对应.
(N−1)×(fa+fb2)=12πLPCBB1−−−−−−−√(N−1)×(fa+fb2)=12πLPCBB1
(1)
(N+1)×(fa+fb2)=12πLPCBB−−−−−−√(N+1)×(fa+fb2)=12πLPCBB
(2)
由式(1)和式(2)可知,中心频率应分别置于[7f
a
, 7f
b
)和[9f
a
, 9f
b
)之间.由于 7 次和 9 次谐波
在混叠到基波频率 f
s
信号上之前经历谐波衰减,从而减小了 7f
s
和 9f
s
在基波频率 f
s
处的谐
波混叠效应.根据文献[8]可知,滤波器最强的谐波混叠出现在(N±1)f
LO
处,从(kN±1)f
LO
(k 是
正整数)到 f
LO
的归一化混叠增益为:
foldgain =1|kN±1| foldgain =1|kN±1|
(3)
所以归一化混叠增益会随着通道数 N 的增加逐渐变小,进而减小了谐波混叠效应对电
路的影响.为了给该电路提供电压增益,串联电感 L
S
为 10nH.
由图 1 可知,信号经过两个谐波抑制网络衰减之后,通过 L
S
连接到单端转双端差分
8 通道带通滤波器.其工作原理如图 2(a)所示,单端转双端差分 8 通道带通滤波由 8 个 RC
低通滤波单元并联组成,信号首先经 8 相非重叠时钟(图 2(b))依次采样到 A
0
-A
7
,再通过差
分时钟采样抑制偶次谐波.由文献[11]可知,信号的-3 dB 带宽为:
f−3dB=DπRSWC=TSπNRSWCf−3dB=DπRSWC=TSπNRSWC
(4)
图 2 单端转双端 N 通道滤波器工作原理示意图以及开关时钟信号
下载: 全尺寸图片 幻灯片
式中,D 是时钟信号的占空比,开关电阻 R
SW
表达式如下:
RSW=1μnCaxWL(VGS−VTH)RSW=1μnCaxWL(VGS−VTH)
(5)
在单端转双端差分 8 通道带通滤波器结构中采用较小尺寸开关,从而产生更强的偶次
谐波抑制和更低的功耗.
为了说明单端转双端差分带通滤波器的偶次谐波抑制效果,用一个 RC 低通滤波单元
的简化模型来分析(以二次谐波为例),如图 3 所示.图中 C
P
和 C
N
为 V
P
和 V
N
节点处的寄生
电容,开关电阻分别用 R
SW1
和 R
SW2
表示,根据等式(4)计算出通带带宽.由式(4)可知,-3 dB
带宽随着 N 的增加而减小,本设计的-3 dB 带宽为 4~5 MHz,说明该滤波器的高选择性.理
想情况下(C
P
=C
N
=0), 二次谐波抑制接近无穷大,但实际 MOS 开关存在寄生效应,C
P
和 C
N
不等于 0,因此二次谐波的抑制主要取决于 C
P
/C 和 C
N
/C 的大小.由图 3 可知,当 S
0
闭合
时,C 对 V
in
进行采样,当 S
0
,S
2
和 S
6
同时断开时,电容 C 将保持电压不变(用 V
A
表示),
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