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GNSS信号体制抗干扰性能分析.docx
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GNSS信号体制抗干扰性能分析.docx
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全球卫星导航系统(global navigation satellite system, GNSS)作为信息时代各大国大力发
展的重要基础设施之一,其在民事、军事等各领域的应用影响都是举足轻重的。美国为了
巩固 GPS 在 GNSS 中的领先地位,对其进行了现代化的演进增强,欧盟和中国也正在着手
建设自主的 GNSS—Galileo 和 BDS。
卫星导航系统的信号体制决定了其先天性能,目前针对信号体制性能的评估集中在对
码跟踪精度和多径误差大小的推导分析上
[1-4]
,而缺少对抗干扰性能的论证。由于抗干扰是
保证精度的基础,其应作为卫星导航信号性能评估的重要方面。文献[5-6]针对单频干扰对
部分民码导航信号载噪比和码跟踪误差的影响进行了分析,但一方面缺少关于不同干扰样
式的比较,另一方面假设接收机前端预相关带宽无限大,与实际不符。文献[7-8]加入了对
不同干扰样式的分析,但将导航信号频谱都看作是连续谱,基于此定义的抗干扰品质因数
并不能够真实反映信号的抗干扰性能,也未能得到信号调制方式影响抗干扰性能的规律。
本文根据 GPS 和 Galileo 卫星导航信号各自的频谱特点,推导分析了其在单频、带限
高斯噪声和匹配谱 3 种传统压制干扰样式下的等效载噪比和码跟踪误差,得出信号调制方
式设计和接收机参数设置对抗干扰性能影响的一般规律,进而在对比 BDS 导航信号体制与
GPS 和 Galileo 异同的基础上,给出提高其抗干扰性能的优化建议。
1. GPS 和 Galileo 导航信号体制
表 1 和表 2 分别给出了目前 GPS 和 Galileo 的频率分布和调制方式
[9]
。
表 1 GPS 导航信号体制参数
频段/信号
载波频率/MHz
调制方式
主码码型
主码码长
带宽/MHz
L1 C/A
BPSK(1)
Gold
1023
L1 C
D
BOC(1,1)
L1 C
P
TMBOC(6,1,4/33)
Weil
10230
L1 P(Y)
BPSK(10)
复合码
6187104000000
L1 M
1575.42
BOC
c
(10,5)
未公开
未公开
30.69
L2 C
BPSK(1)
截断 m
CM 码(10230)与 CL 码(767250)按逐码片时分复用
L2 P(Y)
BPSK(10)
复合码
6187104000000
L2 M
1227.6
BOC
c
(10,5)
未公开
未公开
30.69
L5 C
1176.45
QPSK(10)
复合码
10230
24
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表 2 GALILEO 导航信号体制参数
频段/信号
载波频率/MHz
调制方式
主码码型
主码码长
带宽/MHz
E1 A
BOC
c
(15,2.5)
未公开
未公开
35.805
E1 B
CBOC(6,1,1/11,'+')
E1 C
1575.42
CBOC(6,1,1/11,'−')
CBOC(6,1,1/11)
Random
4092
24.552
E5
1191.795
−
−
−
51.15
E5aI
E5aQ
1176.45
E5bI
E5bQ
1207.14
AltBOC
constant
(15,10)
Gold
10230
20.46
E6 A
BOC
c
(10,5)
未公开
未公开
E6 B
E6 C
1278.75
BPSK(5)
Random
5115
40.92
下载: 导出 CSV
| 显示表格
2. 信号体制抗压制干扰性能分析
以干扰等效载噪比和码跟踪误差作为干扰效果的评估指标,选择单频、带限高斯噪声
和匹配谱 3 种压制干扰样式,对不同体制卫星导航信号的抗干扰性能进行分析。
2.1 抗单频干扰性能
单频干扰对具有离散谱和近似连续谱的卫星伪码信号的影响是不同的。对于离散谱特
征的伪码信号,单频干扰可以混入某一谱线而漏过积分清零器;而对于近似连续谱特征的
伪码信号,当存在单频干扰时,积分清零器带宽内包含了丰富的频率成分,满足 Betz 提出
的干扰为高斯的假设
[10]
。表 1 和表 2 中的 L1 C/A、L1 C
D
、L1 C
P
和 E1 B、E1 C 伪码信号
具有离散谱特征,其对应的离散谱 S(k)S(k)可表示为:
⎧⎩⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪SBPSK(1)(k)=1Ncsinc(kπNc)∑m=0Nc−1cme−j2πmk/NcSBOC(1,1)(k)=1Ncsinc(kπNc)tan(kπ2Nc)∑m=0Nc−1cme−j2πmk/NcSTMBOC(6,1,4/33)(k)=1Ncsinc(kπNc)2933tan2(kπ2Nc)+433tan2(kπ12Nc)−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−√∑m=0Nc−1cme−j2πmk/NcSCBOC(6,1,1/11,′+′)(k)=
1Ncsinc(kπNc)1011tan2(kπ2Nc)+111tan2(kπ12Nc)+210−−√11sin(kπ2Nc)sin(kπ12Nc)cos(kπ2Nc)cos(kπ12Nc)−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−�⎷������∑m=0Nc−1cme−j2πmk/NcSCBOC(6,1,1/11,′−′)(k)=1Ncsinc(kπNc)1011tan2(kπ2Nc)+111tan2(kπ12Nc)−210−−√11sin(kπ2Nc)sin(kπ12Nc)cos(kπ2Nc)cos(kπ12Nc)−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
−−−−−−−−−−−−−−−−�⎷������∑m=0Nc−1cme−j2πmk/NcSCBOC(6,1,1/11)(k)=1Ncsinc(kπNc)1011tan2(kπ2Nc)+111tan2(kπ12Nc)−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−√∑m=0Nc−1cme−j2πmk/Nc{SBPSK(1)(k)=1Ncsinc(kπNc)∑m=0Nc−1cme−j2πmk/NcSBOC(1,1)(k)=1Ncsinc(kπNc)tan(kπ2Nc)∑m=0Nc−1cme−j2πmk/NcSTMBOC(6,1,4/33)(k)=1Ncsinc(kπNc)2933tan2(kπ2Nc)+433
tan2(kπ12Nc)∑m=0Nc−1cme−j2πmk/NcSCBOC(6,1,1/11,′+′)(k)=1Ncsinc(kπNc)1011tan2(kπ2Nc)+111tan2(kπ12Nc)+21011sin(kπ2Nc)sin(kπ12Nc)cos(kπ2Nc)cos(kπ12Nc)∑m=0Nc−1cme−j2πmk/NcSCBOC(6,1,1/11,′−′)(k)=1Ncsinc(kπNc)1011tan2(kπ2Nc)+111tan2(kπ12Nc)−21011sin(kπ2Nc)sin(kπ12Nc)cos(kπ2Nc)cos(kπ12Nc)∑m=0Nc−1cme−j2π
mk/NcSCBOC(6,1,1/11)(k)=1Ncsinc(kπNc)1011tan2(kπ2Nc)+111tan2(kπ12Nc)∑m=0Nc−1cme−j2πmk/Nc
(1)
式中,NcNc 为伪码码长;cmcm 为伪码序列。
设单频干扰频偏 fJfJ 与伪码离散谱的第 ll 条谱线重合,干扰信号在经过解扩解调并通
过积分清零器后得到:
Z′(0)=2PJ−−−√[SPN(l)e−j2πlτ^/(NcTc)ej(φ−θ^)]Z′(0)=2PJ[SPN(l)e−j2πlτ^/(NcTc)ej(φ−θ^)]
(2)
式中,PJPJ 为单频干扰功率;SPN(l)SPN(l)表示伪码的第 ll 条离散谱线;τ^τ^为伪码
相位估计误差;TcTc 为伪码码元宽度;φφ 为干扰信号相位;θ^θ^为本地载波的相位估
计。可以发现 Z′(0)Z′(0)与相关积分时间无关,由式(2)可得单频干扰下相关器输出的干扰
等效载噪比为:
(CNJ)eff=Ps[R0(τ^)]2PJ|SPN(l)|2(CNJ)eff=Ps[R0(τ^)]2PJ|SPN(l)|2
(3)
式中,R0(⋅)R0(⋅)表示伪码带限自相关函数。将式(2)中的相位分别加上和减去
πdl/Ncπdl/Nc(dd 为早迟码间距,单位是码片),即可得到超前与滞后支路的对应结果。经
过非相干超前减滞后功率(NELP)处理后可得到:
DNELP=2Ps[R02(τ^+dTc2)−R02(τ^−dTc2)]������������������������������������������������信号分量
+4PsX⎡⎣⎢⎢⎢R0(τ^+dTc2)cos(−2πτ^l/(NcTc)−πdl/Nc+φ−θ−αl)−R0(τ^−dTc2)cos(−2πτ^l/(NcTc)+πdl/Nc+φ−θ−αl)⎤⎦⎥⎥⎥��������������������������������������������������������������������������������
干扰分量 DNELP=2Ps[R02(τ^+dTc2)−R02(τ^−dTc2)]⏞信号分量+4PsX[R0(τ^+dTc2)cos(−2πτ^l/(NcTc)−πdl/Nc+φ−θ−αl)−R0(τ^−dTc2)cos(−2πτ^l/(NcTc)+πdl/Nc+φ−θ−αl)]⏞干扰分量
(4)
式中,X=PJ/PS−−−−−√|SPN(l)|X=PJ/PS|SPN(l)|;αl=arg(SPN(l))αl=arg(SPN(l));θθ 为
载波相位。由于 φφ 和 θθ 都在[0,2π][0,2π]间独立随机取值,因此,
−2πτ^l/(NcTc)+φ−θ−αl−2πτ^l/(NcTc)+φ−θ−αl 的主值也任意分布在[0,2π][0,2π]范围内,令
其等于 ϕϕ。根据码环的鉴相过程,可得:
τ^NELP(l)=Xsin(ϕ)sin(πdl/Nc)∫βr/2−βr/2Gs(f)cos(πfdTc)df2π∫βr/2−βr/2fGs(f)sin(πfdTc)df[∫βr/2−βr/2Gs(f)cos(πfdTc)df+Xcos(ϕ)cos(πdl/Nc)]τ^NELP(l)=Xsin(ϕ)sin(πdl/Nc)∫−βr/2βr/2Gs(f)cos(πfdTc)df2π∫−βr/2βr/2fGs(f)sin(πfdTc)df[∫−βr/2βr/2Gs(f)cos(πfdTc)df+Xcos(ϕ)cos(πdl/Nc)]
(5)
式中,βrβr 为接收机前端预相关带宽;Gs(f)Gs(f)为伪码码片脉冲赋形的功率谱密度
(离散谱线在预相关带宽内的求和可以等效为 Gs(f)Gs(f)在预相关带宽内的积分)。可认为
ϕϕ 在[0,2π][0,2π]内近似服从均匀分布,这种近似不会对不同离散谱伪码信号的抗单频干
扰性能造成影响,通过:
τ¯NELP(l)=12π∫2π0|τ^NELP(l)|dϕτ¯NELP(l)=12π∫02π|τ^NELP(l)|dϕ
(6)
可得到单频干扰下的码跟踪误差。考虑到实际中干扰频偏 fJfJ 可能会取不同的值,借
鉴平均多径误差的意义
[11]
,假设 fJfJ 从 1 kHz~βr/2βr/2 之间以 1 kHz 为间隔均匀分布,则
可定义离散谱伪码卫星信号在单频干扰下的平均码跟踪误差为:
τ¯NELPav(k)=1k∑l=1kτ¯NELP(l)1⩽k⩽βrNcTc/2τ¯NELPav(k)=1k∑l=1kτ¯NELP(l)1⩽k⩽βrNcTc/2
(7)
为了更好地分析调制方式对抗干扰性能的影响,假设伪码序列统一采用码长为 1023
的 m 码。设 PJ/Ps=15dBPJ/Ps=15dB,τ^=d/6τ^=d/6,当 dd 分别取 1 码片和 0.1 码片时,
单频干扰下的干扰等效载噪比和平均码跟踪误差随干扰频偏(对应各谱线)的变化情况,如
图 1 和图 2 所示。
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