开关电源设计当中辅助绕组的设计与仿真.pdf

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开关电源设计当中辅助绕组的设计与仿真pdf,采用辅助绕组供电方式是开关电源低功耗,低成本设计的首选方法。本文对开关电源的两种典型辅助绕组供电方式进行了分析,总结了各自的优缺点。同时针对辅助绕组设计中易出现的问题给出了解决方法
△ Fg.3半波整流波形图 △V计算过程如下: 取Vv的有效值为12V,芯片自身静态工作电流知输出电流分别为15mA和30mA,则Vvc 的取用功率为 P.=V*(l+l)=12(15e(-3)+30e(-3)=0.54W 注:15e(-3)表示15x103,下同。 当C采用luF电容时, △ 2PT_12*0.54*2.5e(-6) =0.52V l0e(7) 因为婁在Vmn时使辅助绕组输出电压谷值Vv大于UC3843的最低供电电8.4V,冉加上 IⅤ的 margin,所以图中的vvst必须大于等于9.4V。取半波整流一极管的压降为0.7V,则 辅助绕组在输入电压为最低值Vimi(36V)吋的交流有效值近似为 V=△V/2+V+0.7=1036V 据此求得辅助绕组的币数为 V,N,10.36*1 4.89 36 根据以上计算,取Nvε为5匝时,可保证在ⅴmn辅助绕组仍能输出,够高的电压供给控 制志片工作 22确定最高输入电压(60V)时的Pve 电流型反激拓扑输入为Vix时,在ton期间加在变压器初级绕组两端的电压升高,但因为 是电型控制方式,初电沇峰恒I保捋不变。根据能量守恒原理,输出功率不变时每周 期的能量转换L△′不变,即初级电流谷值Ip也保持不变,如Fg4所示 Fi.4电流型反瀲拓扑初级电流 将2.1中解得的辅助绕组匝数代入(2),得输入为mx时的辅助绕組有效值Ⅴvc为 Vce J Inax 5*60 =1765V 得出揄入6UV时的辅助绕组输出电压峰值Ⅴve2为 V,=V+0.7+△V!2=18.6lV Ct 求得此时的辅助绕组输出功率Pvc为 vw2(1o+l,)=18.61(15e(-3)+30e(-3)=0.841 同理可求得输入72ⅴ时的辅助绕组输岀电压峰值Vvc为 le2=V+0.7+△V/2=23 UC3843最高工作电压为30V,故输入72V时vva2仍在限度之内。 输入72V时Ⅳe为 V2(+1)=22.13(15e(-3)+30e(-3)=0.996W UC3843的最大功耗为1W,在输入电压为60V时功耗裕量只有16%。而当输入电压为72V 时功耗裕量为零。这可能导致控制芯片在长期不间断工作条件下的失效率上升。 棖据以上推导,正溦接法的辅助绕组输出电压随着输入电压的升高而升髙。当输入电压为最 大值时,可产生较人的功耗而影响控制芯片的使用寿命。另外,当辅助绕组匝数取得过人时, 正灏接法叫能在输入最高电压时输出超过控制芯片的允许最高电歴咖将芯片损坏 3.反激辅助绕组供电方案 将g中Lvc的极性村换一下,即可得到反激接法的辅助绕组。如1g.5中所示。 此时Lvc与反激变压器次级绕组Ls一样,在M1截止时,即toff期间输出。 反溵接法辅助绕组旳输出电压Vca是由那些因素决定的呢?我们来推导一下。 当MⅠ截止时,即ton结束,toff开始之时·Lp中的电沇为峰值电流I12,所储的能量为 2Lnn2这个能量在f始之时转移到汝级统组和辅助组中并在tf期间对次级绕组 和辅助绕组的负载供电:为了从简到难地分析这个过程,我们先对只有次级绕组存在(即无 辅助绕组)的情形进行分析。然后再对辅助绕组存在的情形进行分析。 31无辅助绕组时次级绕组的输出电压 我们知道,对于电流型的折扑,初级绕组电流峰值由取样电阻决定,即 (12 Rans:UC3843电沇取样电阻,即Fig5中的R3 次级电压绕组输出电压V由下式决定 R 。1+l2 lArd + R,,+V (13) R1ad:次级负载电阻 Vn:次缴输出整流二极管的压降 注:忽略次级绕组内阻 我们的目标是求出次级输出电压的峰值ⅴ2和爷值ⅴ31,为此需要先求出I2和11 先求I2。我们知道,无埔助绕组时,tof期间磁芯中的磁通由次级绕组放电电流决定,即 平=No=MBS=L (14) L:次级绕组电感 I:次级绕组电流 在L确定的情况下,I约峰值山反瀲能量转换关系确定 15 Ip;初级绕组电感 l2:初级绕组电流峰值 Ⅰ:次级绕组电流峰值 代入(13),得电沇型反激拓扑次级电压峰值V2为 U1 C6 Com G Err Out C3843 R1 C2 YRE 7 C3 U2 R5 FC817 TL431 Fi.5反激开关电源原理示意图〔辅助绕组反激接法) R V,=1R,,+ (16) VL、2~m R 我们来继续推导次级电流的谷值I1以及次级电压的谷值s1s 当认为Wo近似不变(这在带反馈控制的拓扑中是可以满足的)时,则经过to时间的放电, 次级电沉变化量为 vt 2 (17) 上式表示次级电流的变化量与tor成正比。为了从感性上理解这个公式,让我们设想一下以 下状况:当负载加重但还不足以拉低o时,Po增加,t减小。因为电流型搾制I2是同定 的,则Δ必须减少,即将I1提高,才能提高I的平均值以在每周期输出足够能量,因此, I变化量与t成正比,这就是(17)的物理意义。 由(17)可得 2 (18) L. R 次级输出电压谷值为 Vs=l,Road+VD = )R+ R 对于带反馈(闭环)的拓扑,W可认为是常数。囚此从(19式可以看出V与V没有关系 即闭环反激电沇型拓扑的次级输出电爪与输入电压无关。同时,(19)告诉我们以下事实:次 级输出电压的峰值和谷值皆与负教电阻R1a有关。 3.2有辅助绕组时次级绕组的输出电压 辅助绕组存在时,磁芯中的磁通由次级绕组和辅助绕组的放电电流共同决定 中=N=NBS=Lr,+ 为简化分析,设变压器三个绕组之间的耦合系数都为1。在此假设下,辅助绕组和次级绕组 中流过同一个磁通,故必有 (21) N:次级绕组匝数 Nvce:辅助绕组匝数 Lvc:辅玏绕组电感 注:附录1对次级绕组与辅助绕组之间的褕岀电流分配进行了探讨和仿真验证。 在L,L、确定的情况下,由反激能量转换关系并将(21)代入可得 vecvrc2 (22) 2 2 23 (23)式的物理意义是初级的能量要在次级电感和辅助绕组电感卜分配。 继续触得次级峰值电流为 A L L +S-Ly R verse L V 2=lerma+vo +V (25) .+ R 这就是有辅助绕组时反繳电流型拓扑的次级输出电压峂值公式 如果在对(22)整理屮以Ic2为目的变量,则得 2 (26) L, I,2=(v Li+L)Iv L (27) R sense Vec 因为辅助绕组的负载较为怛定,故其输岀功率可被作为常薮用来讦算其他参数。 根据L43=PT,可得辅助绕组输出电流变化为 P:辅助绕组输出功率 T:开关电源工作周期 由(29),(30)可得辅助绕组输出电压峰、谷值分别为 R1 (31) Cr R -+ t 2P. T Va1=(l2-4/veR=( )R1(32) FCt R (31)、(32)式表明,闭环条件下,电流型反激拓扑辅助绕组的输岀电压与Ⅵi及次级绕組输 出负载R1a皆无关,而与辅助绕组的负载Rv有关。因为Rvc是基本不变的,所以反激接 法的辅助绕组输出电压基本恒定。必须江意的是,(31)、(32)式给出的是没有滤波电容的 Vn2和Va值,而这个值要大大高于加上滤波电容后的ve2Ava值(加上滤波电容后 V23和V1值若粗略分析,由占空比决定。细化分析则由LCR电路的放电规律所决定,本 文不对此进行讨论)。因为我们的目的是找出决定va2和Ve的因素,而滤波电容的引入并 不影响决定ve2和V的因素,牧在讨论牛忽略滤波电容的作用。但在实际电路中不可以 不加滤波电容。 实际电路的测量结果如下:Fig6、Iig.7分别是满载下输入电压为36V和60V时的辅助绕 组输出波形。可以看到L输出波形的正半周的幅度保不变,负半周度则与ⅵ成正比。 Fig.8为空毂时输入曰压为60ⅴ时的辅助绕组输出波形,可见空毂和满毂时的输出幅度没有 明显的变化。 K HOLdE 125M1S4 18A9s0.D 一“ Fig.6满载下输入电压为36时的辅助绕组输出波形 33反激接法辅助绕组的设计 棖据以上结论,我门来求出反激接法辅助绕组的匝数。假设条件与第2节中相同,为方便阅 读重新叙述如下“设该反激电源输出为75V18W.T1初级绕组17匝,电感量50uH,次级 绕组51庫,电感量45CuH,输出额定功率时工作于CCM方式:” 设辅助绕组输岀电压谷值v为9.4V,并根据(4)式的结果,可得出锖助绕组输出电压平均 值为 V=V,,+ +V,=94+0.26+0.7=10.36 次级绕组输出平均电压为 V=V+V=75+1=76Ⅳ (34) 则辅助绕组的匝数为 10.36 N 5l=6.95 (35 76 取7匝 000 B,8 Fiq7满载下输入电压为60V时的辅助绕组输出波形 TTTT 2 8.B Fg.8空载下输入电压为60v时的辅助绕组输出波形 在绕法上,通常带埔助绕组的三明洽绕法是这样安排的 1.绕12NF绕组 绕Ns绕组 3.绕另12Np绕组 4.绕Nva绕组 三明治绕法的优点是初次级的漏感铰低,但同时带来初次级之间分布电容增大,对EMC等 性能有不利影响 辅助绕组绕在最外恻的缺点是辅助绕组与初次级绕组之间的耦合较差,即泝感较大。这样当 次级输岀负载较重时,Δ较大,因漏感造成的辅助绕组输出电压会有较高的尖峰。可通过 加大辅助绕组输岀RC淰波电路的电阻值来張制该尖峰。 更好的绕法是将辅助绕组绕在初次级之间 1.绕12N绕组 2.绕Nv绕组 3.绕Ns绕组 4.绕另12Np绕组 这种绕法绕合了各种考老,较好地平衡了各方面的因素,是推荐的绕法。 另外要注意的是,如果Nv不够绕满一层,绕线应散开,尽量铺满一层,这样可达到最佳 的耦合效果。 4.总结 正溦接法的铺助绕组输出随输入电压变动,可能在输入电压较高时导致控制电路的功耗 较大。 2.反激接法的辅助绕组输出与输入电压无关。 3.反激接法的辅助绕纠需要注意带载上问题。 References 1.张占松,蔡它三,开关电源的原理与设计,电子工业出版社,2004 2.梁适安转换式电源供给器,全华科技图书公司,1990 3. Janky wolf,閉閩電源極限工作狀況及亐理論計算的差距,2007 4. Unitrode, Design Note(DN-02), Voltage Mode vs Current Mode 作者信息: UT斯达康宽膂事业部硏发中心高级硬件工程师陰、山 浙大信电系硕土,偏重模拟、电源方面的研究和应用 Email:farhiilltramper(@gail.com 地址: 浙江省杭州巾高新一发区(滨江)六和路368号 UT斯达康通信有限公司 硏发楼A区3楼宽带事业部 Zip Code: 310053

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2019-09-16
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