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基于FPGA的FIR数字低通滤波器的IP核设计..pdf
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基于FPGA的FIR数字低通滤波器的IP核设计..pdf
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1 系统设计
1.1 设计要求
设计并制作一个数字幅频均衡功率放大器。 该放大器包括前置放大、 带阻网络、 数字幅频
均衡和低频功率放大电路,其组成框图如图 1 所示。
图 1.1 数字幅频均衡功率放大器组成框图
1.2 总体设计方案
1.2.1 方案论证与比较
(1)整体方案选择方案
方案一:模拟式幅频均衡功率放大器
输入信号经过前置放大并经过带阻网络后, 信号的幅度将按照频率的不同而衰减。 为了达
到均衡幅频, 在带阻网络之后连反向带阻网络, 叠加后即可实现幅频均衡。 最后将幅频均衡信
号通过低频功放。 模拟式均衡功率放大器避免了大量的软件编程, 但是性能不稳定, 而且不符
合本题目的数字幅频均衡的任务要求。
方案二:基于 DSP 的数字幅频均衡功率放大器
该方案利用 DSP 对放大、 带阻后的信号进行数字处理, A/D 采样之后利用 FFT 对幅值进行
乘法补偿,然后进行 IFFT 转换成时域,再用 D/A 转换为模拟量,最后利用低频功放进行功率
放大。 DSP 拥有 FFT、 IFFT、浮点运算等 IP 核,可以直接调用,减轻了软件部分的工作量。但
是 DSP 造价高,兼容性较差。
方案三:基于 FPGA 的数字幅频均衡功率放大器
信号经前置放大、 带阻网络后, 可对其进行 A/D 采样, 然后利用 FFT 转换到频域后对各频
率的幅值进行补偿, 再利用 IFFT 进行反变换, 经 D/A 转换成模拟量, 然后进行低频功率放大。
本方案利用 FPGA 进行数字处理以实现幅频均衡。这种方法成本低,效果好。
鉴于任务要求和实际情况,权衡以上三种方案,本设计采取方案三:基于 FPGA 的数字幅
频均衡功率放大器。
(2)前置放大的方案设计与选择
方案一:利用两级 OP07 放大, OP07 放大倍数较高,且元件易购得。但是 OP07 在频率
大约超过 10kHz 时增益随频率的变化而变化。
方案二: AD603 与 NE5532 级联放大。 AD603 增益高且稳定, NE5532 噪声低,在
20Hz-20kHz内增益稳定。
方案选择:对于任务要求,前置放大器应该放大倍数足够大,在 20Hz-20kHz的频带内增
益稳定。另外,鉴于输入信号为有效值小于 10mV的小信号,放大器应考虑噪声影响。方案一
中 OP07在频率范围内增益不够稳定。方案二可以获得较高的增益,且噪声较小,增益稳定,
符合系统要求。故选用方案二。
(3)A/D采样电路、D/A转换电路的选择
根据采样定理,和信号的最高频率 fsmax=20kHz,求得采样频率 fc > 2fmax,即 fc 必须
大于 40kHz。对应采样最小时间 T=1/ fc=25 (
ns
),我们考虑了 AD7810 和 MAX148,经过对
性能的分析比较,设计选择了转换速度快,转换精度高的 MAX148。实现 IFFT 信号模拟输出需
要经过 D/A 转换电路。选择时考虑了 DAC0808 和 TLC5615 两款芯片。经过实际分析和性能
比较, TLC5615 可达到 10 位转换,串行输出,外围电路简单。所以本系统选择 TLC5615。
(5)低频功率放大器电路的设计和选择
功率放大器分为甲类、乙类、甲乙类、丙类、丁类放大器。通常运用的放大器中效率比
较: η
甲 <
η
甲乙 <
η
乙 <
η
丙 <
η
丁
常用的放大器中理想情况下甲类放大器的最高效率为 50%,乙类功放的最高频率为 78.5%,
丙类功放的最高频率可达 85%-90%。但丙类功放要求特殊形式负载,不适用低频,而甲类放大
器达不到效率≥ 60%的系统要求。所以本系统选择使用乙类放大器作为低频功放。实际设计时
在电路中引入了反馈电路, 试性能有了较好的改善。 由于不能使用 MOS 集成功率模块, 本设计
使用晶体管二极管和分立的大功率 MOS 管等元件搭建了引入反馈的乙类推挽功率放大器。
1.2.2 系统组成
经过以上各方面的方案论证与分析比较,本设计采用基于 FPGA 数字幅频均衡功率放大器
的方案。具体系统框图如图 1.2 所示。系统分为前置放大器、带阻网络、 FPGA 数字处理模块、
功率放大器模块。前置放大器使用 AD603 和 NE5532 级联放大,阻带网络按题目说明焊接,得
到频域值, 数字幅频均衡部分使用 FPGA 技术, 先用 MAX148 进行采样, 再利用 FFT 原理进行幅
频补偿,然后进行 IFFT,经 D/A 转换得到信号时域模拟量,再通过功率放大电路完成功率放
大。
AD603、 NE5532 级联
MAX148
V
i
V
1
V
2
FPGA 数字处理部分
输出信号
V
o
R
L
V
3
图 1.2 基于 FPGA 的数字幅频均衡功率放大器系统框图
2 单元硬件电路设计
2.1 前置放大的设计
带阻
网络
A/D
转换
FFT
幅值补偿
前置
放大器
功率放
大器
D/A
转换
IFFT
题目要求输入信号有效值小于 10mV,电压放大倍数不小于 400 倍,增益
A( dB) =20 lg400=52.04( dB),而输入信号频率在 20Hz- 20kHz,所以要求选用放大器须有
足够的增益和增益带宽。
AD603 是 AD 公司推出的一种低噪声且由电压控制的增益放大器。它提供精确的、可由管
脚选择的增益, 它的增益是线性变化的 ,且在温度和电源电压变化时有很高的稳定性 ,在带宽为
9MHz 时增益控制电压 V
G
= V
C1
- V
C2
(- 500mV ≤V
G
≤500mV ), 理论上增益与增益控制电压
的关系 : 增益 A
1
(dB) = 40V
G
+ 30 (从 10dB 到 50dB)
NE5532 的增益计算: 增益 A
2
( dB) =20lg( R
F
/R
E
) (dB)
级联后增益可达: A(dB)= (40V
G
+ 30)× [20lg( R
F
/R
E
) ] (dB)
而且增益在带宽内可调,信号不失真。在 20Hz-20kHz 通频带内衰减小于 -1dB。
为了实现输出阻抗为 600Ω ,在输出端加射级跟随器然后串联 600Ω 电阻。
前置放大器电路如图 2.1 所示。电压增益可由滑动变阻器 R4、 R3 来控制, R4 控制 V
G
= V
C1
- V
C2=
V
C1
– 0= V
C1,
R3 控制 R
F
/R
E ,
这样即可实现增益可调。
图 2.1 前置放大电路图
2.2 带阻网络的设计
根据题目说明 1 的带阻网络图搭建带阻电路。为了达到较高的精度,所用电阻精确度均
为千分之一,电感电容也精确度较高。带阻网络电路如图所示。
信号经过带阻网络后时域变为频域,各个频率对应特定的幅值。其波特图特性为 400Hz
左右衰减倍数大,从约 400Hz 向两侧的衰减倍数逐渐减小。
2.3 A/D 采样、 D/A 转换的电路的设计
A/D 部分实现模拟信号到数字信号的转换, ADC 采用 10 位的 MAX148。 电路图如图附录
4.2 所示。在模拟信号输入端加 600Ω 接地,然后串接射级跟随器。
D/A 部分将数字处理部分得到的数字信号转换成模拟信号,芯片采用 10 位转换、串行输
出的 TLC5615,外围电路如图附录 4.3 所示。
2.4 功率放大器电路的设计
电路如图 2.5 所示,设计为引入反馈的乙类推挽 MOS 管功率放大器。电路的 MOS 管选用
IFR9530 和 IFR530 组成对管使用, NE5532 构成电压驱动激励级,功率放大器采用± 20V 为供
电。因为经过前置放大器、带阻网络、数字幅频均衡后的信号会使 Vi 放大 400 倍左右,所以
当 Vi 为 5mV 时功率放大器前端的输入电压 V
3
约为 2V 。功率放大器的负载为 R
L=
8Ω 。
功放输出功率:
2
0
o
L
U
P
R
,电源供给的功率:
0D cc c
P U I
,功率放大器的效率为:
o
D
P
P
为了实现 20Hz-20kHz 带通,在功放前设置高通 RC 滤波电路和低通滤波电路。
要求截止频率为 20Hz,由系统函数,
( )
1
CR
H z
jwCR
,
2
2
| ( ) |
2
1 ( )
RC
H z
CR
,
1
RC
,
1
20
2
f Hz
RC
令 R 约 1.5kΩ ,可得出电容的大概值。 R 未算入后续电路的阻抗,所以可对 C 的值在附
近调试。同理,
1
20
2
f kHz
RC
,取 R=500kΩ ,可得到电容 C 的大概值。因为 R 未算入其
它阻抗,也可对电容在附近调试。反馈中电容取 120pF。
图 2.2 低频功率放大器电路图
3 软件设计
FPGA 设计用 verilog 语言对其编程,采用
Quartus 的 Verilog 编译。程序分为控制部分
和数字处理部分。
3.1 控制部分的程序设计
控制部分的程序主要是分为模数转换和数
模转换两大部分,通过 FPGA 来控制 A/D 和 D/A
电路进行转换。
3.2 数字处理部分的程序设计
数字处理部分的程序主要是完成 FFT 时频
变换、浮点乘法和 IFFT 反变换等功能。
3.3 主程序流程图
流程图如右图所示。
4 系统测试
4.1 测试使用的仪器
信号发生器 FG708S 数字万用表 UT-52 直流稳压稳流电源 JW-4 型
数字示波器 TDS 2012B 频率特性测试仪 BT3-D
4.2 指标测试和测试结果
4.2.1 前置放大器部分的指标测试和测试结果
( 1)放大倍数和通频带的测试
采用示波器 TDS 2012B 对电压幅值进行测量, 当输入信号有效值 5mV 时幅值为 5mV ×
2
=7.07 mV,所以信号发生器幅值设为 7mV,改变信号频率,在放大电路输出端利用示波器
测试不同频率信号对应的输出信号幅值。
表 4.1 放大倍数测试记录表
Vi
/mV
输出信号幅值
Vo
/V 平均值
/mV
20Hz 100Hz 300Hz 500Hz 2k 4k 10k 14k 16k 20k
7 2.98V 2.97V 3.04V 3.18V 3.04V 2.99V 2.98V 2.89V 2.89V 2.95V 3.04V
根据表中数据并计算可知, 放大器放大倍数达到 428 倍, 且在带宽内增益稳定。 计算各个频率
的增益值: A=20lg( Vo/Vi),可以证明 -1dB 通频带包括 20Hz-20kHz。
( 2)输出电阻的测试
利用公式伏安法对输出电阻进行测量:
表 4.2 输出电阻测试记录表
1
2
( 1)
o
o L
o
U
R R
U
(令 R
L
=600
Ω
)
求平均数后得:
R
o
=595 (
Ω
)
4.2.2 带阻网络部分的指标测试和结果
要求以 10kHz 时输出的信号 V2 电压幅度为基准最大衰减≥ 10dB。具体结果 :
表 4.3 带阻网络衰减测试记录表
测试数据
率 频率
z 20Hz 500Hz 1kHz 5kHz Hz 10kHz Hz 20kHz
幅值
0.67V 0.27V 0.336V 0.65V 1.02V 1.23V
由测试结果可知, 500Hz 的衰减最大,与 10kHz 相比衰减 10.54dB。
4.2.3 数字幅频均衡电路的指标测试和结果
Uo
1
( V) Uo
2
( V) Ri( Ω )
5.84 2.96 593
5.98 2.98 596
5.82 2.90 601
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