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三相Vienna整流器改进载波脉宽调制策略.docx
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三相Vienna整流器改进载波脉宽调制策略.docx
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1 引言
电能质量要求日益升高,其中作为重要指标之一的谐波含量标准也相应提
升。目前,抑制谐波主要是通过采用高功率因数的整流器来实现。三电平 PWM
整流器作为整流器发展的核心方向,相比传统两电平 PWM 整流器,交流侧电压
电平数增多,网侧电流谐波含量低
[1,2,3]
。三相 Vienna 整流器因其具有较低的输
入电流畸变率、开关器件电压应力小、可靠性高、效率高等优点而倍受重视
[4,5,6]
。
Vienna 整流器的谐波性能与其调制策略息息相关
[7]
。为此,一些学者对其
进行了相应研究
[8,9,10,11]
,文献[8,9]重点分析了 Vienna 整流器的空间矢量脉宽调
制(Space vector pulse width modulation, SVPWM)技术,提出三电平向两电平
等效转换的方法,虽直观、易于数字实现,但其与基于载波的脉宽调制(Carrier-
based pulse width modulation, CB-PWM)相比,过程繁琐、计算复杂;文献[10]提
出利用补偿电压分量注入法来实现对中点电位平衡的控制;文献[11]通过叠加零
序分量实现正弦脉宽调制(Sinusoidal pulse width moolulation, SPWM)和空间
矢量 SVPWM 调制的等效,降低了一定的计算复 杂度。
上述有关 Vienna 整流器调制策略的研究主要分为正弦脉宽调制(SPWM)、
基于载波的脉宽调制(CB-PWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)三类,这些调制
策略在实现时理论上均须满足 Vienna 整流器稳定运行的重要前提条件,即整流
器各相交流侧电压极性必须与对应相输入电流极性一致
[12,13]
。然而,现有文献大
多忽略交流侧电感上的压降,近似认为整流器输入电压与交流侧电压相同后,再
衡量重要前提条件。但在实际电路中,有时滤波器的压降较大不能忽略且硬件
电路的实际控制信号存在延迟,这些影响因素都将导致电流在过零点处违背电
压电流极性一致的前提,使输入电流产生畸变,引起谐波含量增高,整流器性能
降低。
目 前 , 国 内 外 已 有 相 关 文 献 对 变 换 器 的 过 零 点 畸 变 问 题 进 行 研 究
[14,15,16,17,18,19,20]
。文献[14]基于 SPWM 提出一种占空比前馈干预的方法,解决了三
相 四 线 制 Vienna 整 流 器 输 入 电 流 在 过 零 点 处 的 畸 变 问 题 ; 文 献 [15] 基 于
SVPWM 策略,提出通过优化输入电流过零点附近扇区内冗余矢量的分配来避
免 Vienna 整流器输入电流的过零点畸变;文献[16]针对带 LCL 滤波器的 Vienna
整流器,提出注入三个偏置电压的三层不连续 PWM 方法,消除不同功率因数和
低通滤波器引起的电流过零失真;文献[17]提出一种在电网电压过零点前,交换
单相逆变器低频支路控制信号的电流过零点畸变消除方案;文献[18]针对单相
H 桥逆变器,提出一种混合 BCM 策略,通过在电压过零区域重新排列驱动信号,
将电感电流的三角波形修整为四边形,减轻了过零失真;文献[19]提出一种新的
混合峰值电流控制策略,有效抑制了微型光伏并网逆变器输出电流的过零点畸
变;文 献[20]针对非隔离型 H6 桥单相光伏逆变器,提出一种具有无功补偿功能
的分段调制策略来改善电流过零点畸变;文献[21]提出一种占空比前馈补偿的数
字控制,改善了有源功率因数校正系统电流的过零点畸变。上述研究多集中于
逆变器 的 电 流 过零 处失真,少量 Vienna 整 流 器 的 文 献也仅专注 于 SPWM 与
SVPWM 方面,有关 CB-PWM 的研究极少且不 系统。
为此,本文针对三相 Vienna 整流器,提出一种基于载波实现的改进脉宽调
制策略(Modified carrier-based pulse width modulation, MCB-PWM)来改善过
零点畸变。首先,通过 Vienna 整流器工作原理的分析,建立 d-q 坐标系下的数学
模型;其次,详细分析电流过零点畸变的原因,并提出 MCB-PWM 策略加以改善;
再者,基于 d-q 轴数学模型采用传统双闭环 PI 控制,形成一整套控制策略;最后,
通过传统 CB-PWM 与 MCB-PWM 的仿真比较,验证了所提调制策略的正确性
和有效性。
2 Vienna 整流器工作原理及数学模型
三相三电平 Vienna 整流器拓扑结构如图 1 所示。其中 E
a
、E
b
、E
c
分别为
A、B、C 相电网电压;i
a
、i
b
、i
c
为对应相输入电流;R 为滤波电感和线路的等效
电阻;L 为滤波电感;S
j1
、S
j2
(j=a, b, c)为三相电路上下 IGBT 开关管,上下管状态
互补;C
1
、C
2
分别为直流侧上下滤波电容,C
1
=C
2
=C;R
load
为阻性负载。
图 1
图 1 三相 Vienna 整流器拓扑结构
由图 1 可见,A、B、C 三相具有相同的电路结构,故以 A 相为例分析整流器
的单相工作模态。此时设置分析前提:① 三相输入电压平衡且无畸变;② 整
流 器 以 单 位 功 率 因 数 状 态 工 作 ;③ 电 感 电 流 处 于 连 续 导 电 模 式 (Continuous
conduction mode, CCM)的电路模态;④ 开关频率远大于基波频率;⑤ 直流侧
上下电容均压;⑥ 不计开关管的高频谐波分量。根据输入电压极性,A 相电路状
态可分为两类:E
a
>0 和 E
a
<0,电流走向相反。下面仅分析 E
a
>0 的情况,如图 2
所示。根据开关管 S
j1
、S
j2
开关状态,又可将其细分为两种模态,如图 2a、2b 所
示 ,其 状 态 分别 如 下 : ① E
a
>0,S
j1
导 通 、S
j2
关 断 ,桥 臂 电压 V
Ao
=O(0 电 平 );②
E
a
>0,S
j1
关断、S
j2
导通,桥臂电压 V
Ao
=P(U
dc
/2 电平)。
图 2
图 2 Vienna 单相工作原理分析图(E
a
>0)
在三相输入电压平衡系统中,有
Udc1=Udc2=Udc2Udc1=Udc2=Udc2
(1)
经上述电路原理分析,易得其旋转坐标系下数学模型为
⎧⎩⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎪ud=Ldiddt+Rid−ωLiq+Udc2Sduq=Ldiqdt+Riq+ωLid+Udc2Sq0
=CdUdcdt−32Sdid−32Sqiq+2io{ud=Ldiddt+Rid−ωLiq+Udc2Sduq=Ldiqdt+Riq+ωLid
+Udc2Sq0=CdUdcdt−32Sdid−32Sqiq+2io
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