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一种使用Sagnac环和IQ探测的全光微波测量方案.docx
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一种使用Sagnac环和IQ探测的全光微波测量方案.docx
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微波信号参量测量包括频率测量和相位测量等,广泛应用于电子设备中。
现代卫星通信、电子对抗和雷达等系统的信号形式逐渐往高频段、大带宽方向
发展,传统的微波测量系统由于受到电子瓶颈的限制,逐渐无法满足现代先进的
微波测量系统对速度和带宽的需求
[1⇓-3]
。
微波光子技术在光域实现微波信号的处理,在带宽、可调性和抗电磁干扰
方面具有明显优势
[4]
。将微波光子技术用于高速微波测量,实现全光的微波参量
测量,可以突破电子瓶颈的限制,从而满足电子系统对高速率和大带宽的需求
[5]
。
近年来,全光微波测量技术作为一个新兴的研究领域引起了诸多学者的兴趣,业
界报道了诸多基于微波光子方法的全光微波频率或相位测量方案
[6⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ ⇓ -
22]
。
文献[10]提出了一种基于全光 I/Q 相干探测的多普勒频移测量方案。该方
案 基 于 两 个 电 光 调 制 器 , 同 时 使 用 了 光 耦 合 器 对 多 普 勒 频 移 (Doppler
Frequency Shift,DFS)进行测量。该方案的工作频率范围为 14~18 GHz,最大测
量误差为 6 Hz,并且可以通过 I/Q 信号的相位关系识别出多普勒频移的方向。
文献[14]提出了一种基于双驱动马赫-曾德调制器的多普勒频移测量方案。在该
方案中,工作频率范围为 10~18 GHz,测量最大误差小于 1Hz,且能够分辨多普
勒 频 移 的 方 向 。 由 于 受 到 密 集 波 分 复 用 器 (Dense Wavelength Division
Multiplexing,DWDM)固定截止频率的限制,该方案的最小工作频率为 10 GHz,
且调制器工作在特殊工作点,难以实现自动偏压控制。文献[15]提出了一种基于
级联电光调制器的微波信号的相位测量的微波光子方法。在该方案中,两个调
制器均工作在最小点处,接收到的微波信号分别在两个调制器中进行调制后,在
光载波处生成了一个新的光边带。该光边带的功率和相位呈函数关系,通过测
量该光边带的功率,计算得到待测相位。在该文献中使用 18 GHz 载频信号进行
了实验测试,最大测量误差小于 5°。然而在该方案中两个调制器级联的调制方
式使系统的复杂性和损耗大幅度增加。文献[16]提出了一种简单的微波信号多
普勒频移的光子学测量方法。在该方案中,使用简单的 DMZM 进行光电调制,利
用参考信号分辨多普勒频移信号的方向。在该方案中,工作频率范围为 10~18
GHz,测量最大误差小于 1 Hz。由于该方案并没有对载波进行抑制,输出的电信
号存在载波自拍频引起的直流偏移,且基波信号和载波信号拍频生成的频率分
量会成为干扰信号。文献[22]提出了一种可同时实现微波信号测频和测相的光
子学方案。在该方案中,通过串联电光调制实现微波信号的下变频,利用偏振复
用调制将携带不同相位信息的微波信号同时调制到光载波上,最后对在不同偏
振态上的光进行解调后进行相位比较得到相位信息。该方案在 10~18 GHz 的
工作频率范围内实现了高精度的相移和频移测量。然而该方案通过串联的结构
实现下变频,该种结构会大幅度降低变频效率,且由于该系统采用了偏振复用的
调制方式,偏振态对环境非常敏感,会导致系统的不稳定。综上所述,通过微波光
子学方法对微波信号进行测量时,所遇到的问题并没有得到很好的研究。为了
提高微波信号频率与相位测量系统的测量精度、稳定性,并降低系统复杂度,对
基于光子学的测量方案的研究具有非常重要的理论意义和现实价值。
笔 者 提 出 了 基 于 马 赫 - 曾 德 调 制 器 (Mach-Zehnder Modulator,MZM) 和
Sagnac 环的微波频率相位测量方案。结合全光下变频和移相技术,突破传统测
量技术的频率依赖性高的问题,在超宽的工作频率范围内实现较高的 I/Q 幅度
和相位平衡。在该方案中,采用基于 MZM 和 Sagnac 环的光电调制结构,利用简
单的 MZM 调制器进行载波抑制调制。利用 DWDM 分离光信号的上边带和下
边带后,构建 I/Q 下变频通道。利用 I/Q 下变频通道对接收射频信号进行鉴频鉴
相,通过数学推导证明了文中方案的可行性,并进行了实验验证。实验结果表明,
该方案在较大的工作带宽内,具有很好的频率和相位测量精度。在频移测量实
验中,工作频率范围为 10~40 GHz,分辨率可达 1 Hz,测量最大误差低于 8 Hz。
在相位测量仿真中,工作频率范围为 10~40 GHz,相位测量最大误差为 7°,验证
了该方案的可行性。
1 基 本 原理
笔者所提出的微波光子测量系统原理图如图 1 所示。
图 1
图 1 微波光子测量系统原理图(图中(a)~(g)代表不同点的光谱或电谱图)
将激光二极管(Laser Diode,LD)生成的光载波注入光耦合器端口 1 中,该光
载波 E
in
(t)=E
0
exp(jω
c
),其中,E
0
和 ω
c
分别为光载波的平均光功率和角频率。光
耦合器将光载波分为功率相等的光功率的两条光路。从光耦合器端口 3 输出的
光载波输出到 MZM 的输入端口。在 MZM 中,本振信号 V
Lo
cos(2πf
Lo
t)驱动 MZM
下 臂 , 其 中 ,V
Lo
和 f
Lo
分 别 为 本 振 信 号 的 幅 值 和 频 率 。 待 测 射 频 信 号
V
RF
cos(2πf
RF
t+φ
RF
)驱动 MZM 上臂,其中 V
RF
、f
RF
和 φ
RF
分别为待测信号的幅值、
频率和相位。经过调制后的光信号在调制器与光耦合器所构成的回路里沿顺时
针(ClocKwise,CK)方向传播。另一方面,由光耦合器 4 端口输出的另一路光载
波 注 入 到 MZM 的 输 出 端 口 , 光 信 号 在 回 路 里 沿 逆 时 针 (Counter-
ClocKwise,CCK)方向传播。由于 MZM 的特性,光载波正向通过调制器可以被
射频和本振信号有 效调制,而光载波 反向 进入调制器无法被有 效调制,所以在
MZM 中,沿顺时针方向传播的光信号被 LO 信号和待测信号调制。同时,在 MZM
中沿逆时针方向传播的光信号没有得到有效的调制。将两路光路在光耦合器中
合成为一路光信号从光耦合器端口 2 输出,且可表示为
E
coupler
(t)= ⎧⎩⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪αME02(2)1/2exp[jωct+jπVLocos(2πfLot)Vπ+jθ]+α
ME02(2)1/2exp[jωc+jπVRFcos(2πfREt+φRE)Vπ]−αME0(2)1/2⎫⎭⎬⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪αME02
(2)1/2expjωct+jπVLocos(2πfLot)Vπ+jθ+αME02(2)1/2expjωc+jπVRFcos(2πfREt+
φRE)Vπ-
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