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初级永磁直线电机双动子电流镜像容错控制.docx
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初级永磁直线电机双动子电流镜像容错控制.docx
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近年来,直线电机在轨道交通领域受到了大量关注
[1]
。相比于传统的旋转电机,直线电机能够直接
产生推力且具有较强的加速和爬坡能力
[2-4]
。然而,尽管永磁直线电机(permanent-magnet linear motor,
PMLM)具有高效、高功率密度等特点,但并没有在轨道交通领域获得实际应用,因为其电枢绕组或永磁
体需要安装在定子(轨道)上,传统的 PMLM 会产生昂贵的建造和后期维护成本。最近,出现了一种在磁通
切换型永磁电机的基础上发展得到的初级永磁型直线电机
[5-8]
,其次级仅为硅钢片构成的凸极结构,电枢
绕组和永磁体均安装在动子上,故称该类电机为初级永磁直线电机(primary PMLM,PPMLM)。该类电机
可以显著降低制造和维护成本,因此在工业生产和伺服控制领域获得了极大应用前景。
高性能的控制算法对轨道交通牵引系统至关重要。传统的控制策略有磁场定向控制(field-oriented
control,FOC)
[9]
和直接转矩控制(direct torque control,DTC)
[10]
。由于简单的结构和快速的响应性能,有
限集模型预测控制(finite-control-set model predictive control,FCS-MPC)在电机驱动领域也同样获得了
大量关注。FCS-MPC 充分利用了由电压源逆变器(voltage source inverter,VSI)产生的离散电压矢量
[11]
。首先,FCS-MPC 基于电机离散方程对每一个电压矢量进行状态量的预测
[12]
;然后,系统基于状态量
偏差设计代价函数并进行代价函数的计算
[13]
;最后,最小的代价函数对应的电压矢量即为最优矢量
[14]
。
根据所选的状态量的不同,存在有限集模型预测转矩控制(FCS-model predictive torque control,FCS-
MPTC)和有限集模型预测电流控制(FCS-model predictive current control,FCS-MPCC)。前者采用电磁
转矩和定子磁链作为状态量
[15]
,后者采用同步电流作为状态量
[16]
。对于模型预测转矩控制,由于两个状
态量具有不同单位,因此需要在代价函数中设计一个权重调节因子
[17]
。此外电磁转矩和定子磁链无法直接
测量得到,需要分别设计状态观测器,提高了控制系统的复杂性。故本文中采用 FCS-MPCC。
对于有中性点的三相直线电机,FCS-MPC 需要两个相电流传感器以获得完整的相电流信息。如果
相电流出现故障,该台直线电机需要被切除,那么驱动系统整体的动力输出将会降低,尤其是在多动子控
制系统中。因此针对电流传感器的容错控制策略对系统的可靠运行至关重要。由于电机相电流可以基于电
机模型估测出,所以无电流传感器控制受到了极大关注。目前,大量的无电流传感器算法被应用于感应电
机
[18]
、同步磁阻电机
[19]
、永磁同步电机
[20]
等。尽管相电流可以通过模型估测出来,可是估测得到的电流
依赖于精确的电机参数,所以此类无电流传感器控制普遍存在鲁棒性差的缺点。针对单相电流传感器故
障,通过将一相估测的电流替换为实测的电流以提高系统的参数鲁棒性
[21]
。另外一类是通过直流母线电流
传感器完成相电流重构
[22-23]
。当 VSI 输出有效电压矢量时,直流母线电流与其中一相相电流相等或者相
反。在占空比调制算法中,电压矢量是由一对相邻的有效矢量和零矢量合成得来的。因此通过连续测量两
次直流母线电流可以重构出相电流,但是会存在重构死区的问题
[24]
。而当 VSI 一个采样周期内只输出一
个有效电压矢量时,则需要通过直接测量与延迟测量以重构电机的相电流
[25]
,但是这种控制策略无法利用
零矢量,因此相电流的正弦度通常较差。然而如果驱动系统母线电流传感器也同样发生故障,那么以上的
控制策略将同样无法正常工作。
以上所述控制策略仅仅关注于单台电机驱动系统,实际轨道交通牵引系统通常由多台电机共同构
成。本文针对 PPMLM 双动子驱动系统中某台动子电流传感器全部发生故障的情况,提出了电流镜像容错
控制策略(current mirror fault-tolerant control,CMFC)。通过控制故障动子的虚拟电流与正常动子的虚拟
电流保持一致性,完成了两台动子的虚拟电流的稳定跟踪,基于镜像原理则能够实现两台动子的实际电流
的稳定跟踪。通过理论分析以及与传统的基于模型的容错控制策略(model based fault-tolerant control,
MBFC)的仿真比较,证明了 CMFC 算法对电机参数变化有较强的鲁棒性且能够实现故障动子的无电流传
感器控制。
1 PPMLM 双动子驱动系统 1.1 系统拓扑
PPMLM 的结构示意图如图 1 所示,永磁体和绕组都安装在动子上。双动子驱动系统拓扑如图 2 所
示,两台相同的动子由两台三相逆变器独立供电。对于单台动子,其相电流信号由两个电流传感器获得。
在本文中,定义动子 y(y=1,2)的绕组分别为 Ay 相,By 相和 Cy 相,电流分别为 i
ay
,i
by
和 i
cy
,对应的
VSI 的开关状态为 s
ay
,s
by
和 s
cy
。
图 1 PPMLM 结构示意图 Fig.1 The structure of PPMLM
图选项
图 2 双动子驱动系统拓扑 Fig.2 The topology of dual-mover driving system
图选项
1.2 PPMLM 数学模型
如图 3 所示,定义 PPMLM d 轴为定子齿的中间,此时 A 相永磁磁链最大。q 轴定义为定子齿的初
始位置,此时永磁磁链为 0。d 轴和 q 轴之间的相对距离为 τ
s
/4(电角度为 90°),τ
s
为动子极距。
图 3 PPMLM 的 d 轴和 q 轴定义 Fig.3 The definition of d-and q-axis for PPMLM
图选项
根据以上定义,动子 y 的电流电压平衡方程为
(1)
其中,ψ
dy
和 ψ
qy
为
(2)
ω 为
(3)
式中,v
m
、ω 分别是动子速度和动子电气角速度;ψ
f
是永磁体磁链;i
dy
、i
qy
、u
dy
、u
qy
分别是动子
y 的 d 轴电流、q 轴电流、d 轴电压、q 轴电压;ψ
dy
和 ψ
qy
是动子 y 的 d 轴和 q 轴磁链;R
s
和 L
s
分别是
动子的电阻和电感。
2 CMFC 控制 2.1 传统 FCS-MPCC
定义 VSI 开关状态 s
py
(p=a,b,c):
1) 上桥臂导通,s
py
=1;
2) 上桥臂关断,s
py
=0。
VSI 输出的候选电压矢量(VV) U
ny
=[s
ay
,s
by
,s
cy
] (n=0,…,7)如表 1 所示。
表 1 电压型逆变器的候选电压矢量 Tab.1 Candidate VVs of VSI
U
ny
[s
ay
,s
by
,s
cy
]
U
ny
[s
ay
,s
by
,s
cy
]
U
0y
[0, 0, 0]
U
4y
[0, 1, 1]
U
1y
[1, 0, 0]
U
5y
[0, 0, 1]
U
2y
[1, 1, 0]
U
6y
[1, 0, 1]
U
3y
[0, 1, 0]
U
7y
[1, 1, 1]
表选项
FCS-MPCC 包括电流模型预测和代价函数计算两部分。
1) 电流模型预测
本文采取 d 轴和 q 轴电流作为驱动系统的状态量。根据一阶欧拉离散方程,动子电流的预测值为
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