第 1 章 反激变换器设计笔记
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性
能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离
双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
图 1 基于NCP1015 的反激变换器
1.1 概述
基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率
（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结
构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
1.2 设计步骤
图 2 反激变换器设计步骤
接下来，参考图 2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器。
1. Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
------电网频率：fline（国内为50Hz）
------输出功率：（等于各路输出功率之和）
1 1 2 2o out out out out
P V I V I= ´ + ´ +L
（1）
------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）
根据预估效率，估算输入功率：
o
in
P
P
h
=
（2）
对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
( )
( )
o n
L n
o
P
K
P
=
（3）
单路输出时，KL（n）=1.
（范例）Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：90～265VAC
------电网频率：fline=50Hz
------输出：
（主路）Vout1=5V，Iout1=1A；
（辅路）Vout2=15V，Iout2=0.1A
则：
1 1 2 2
6.5
o out out out out
P V I V I W= ´ + ´ =
------预估变换器的效率：η=0.8
则：
8.25
o
in
P
P W
h
= =
KL1=0.769， KL2=0.231
2. Step2：确定输入电容Cbulk
Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；
对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
图 3 Cbulk 电容充放电
一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC：
2
min_ min_
(1 )
( 2 )
in ch
in DC in AC
bulk line
P D
V V
C f
´ -
= -
´
（4）
（范例）Step2：确定输入电容
------宽压输入，取2～3μF/W：Cbulk 取20μF 即可，实际设计中可采用15μF+4.7μF 的
两个400V 高压电解电容并联。则：Cbulk=19.7μF。
------计算整流后最小直流电压：
2
min_ min_
(1 )
( 2 ) 98
in ch
in DC in AC
bulk line
P D
V V V
C f
´ -
= - =
´
3. Step3：确定最大占空比Dmax
反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式
（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流
二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，
由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，
相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通
损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流
输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。
in
V
m
L
m
i
1lk
L
2lk
L
j
C
d
i
ds
V
oss
C
:1n
D
i
o
V
（a）反激变换器简图
(b)CCM模式运行 (c)DCM模式运行
图 4 反激变换器
对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模
式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM 模
式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处（BCM 模
式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问
题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按
照CCM模式进行设计。
如图 4（b）所示，MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS
的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最
大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：
max
min_
max
1
or in DC
D
V V
D
= ´
-
（5）
max_in DC
D o o
or
V
V V V
V
= ´ +
（6）
max max_ds in DC or
V V V= +
（7）
通过公式（5）（6）（7），可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS 管的应力越小，
然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，
尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值，应当保证Vdsmax 不超过MOS
管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占
空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V（NCP1015）的MOS
管，设计中，Dmax 不超过0.45 为宜。
（范例）Step3：确定最大占空比Dmax
------NCP1015 需工作于DCM 模式，低压满载时，占空比最大，此时：
max
0.45D =
------由公式（5）计算反射电压：
max
min_
max
80
1
or in DC
D
V V V
D
= ´ =
-
4. Step4：确定变压器初级电感L
m
对于CCM 模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模
式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感Lm。
由下式决定：
2
min_ max
( )
2
in DC
m
in sw RF
V D
L
P f K
´
=
´ ´ ´
（8）
其中，fsw 为反激变换器的工作频率，KRF 为电流纹波系数，其定义如下图所示：
图 5 流过MOS 管的电流波形及电流纹波系数
对于DCM 模式变换器，设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器，KRF<1，此时，KRF 的
取值会影响到初级电流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的损耗就会
越小，然而过小的KRF 会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM
模式的反激变换器，宽压输入时（90～265VAC），KRF 取0.25～0.5；窄压输入时（176～
265VAC），KRF 取0.4～0.8 即可。
一旦Lm 确定，流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦随之确定：
2
dspeak EDC
I
I I
D
= +
（9）
2 2
max
3 ( ) ( )
2 3
dsrms EDC
D
I
I I
D
é ù
= ´ + ´
ê ú
ë û
（10）
其中：
min_ max
in
EDC
in DC
P
I
V D
=
´
（11）
min_ maxin DC
m sw
V D
I
L f
´
D =
´
（12）
设计中，需保证Idspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%，Idsrms 用来计算MOS 管的导
通损耗Pcond，Rdson 为MOS 管的导通电阻。
2
cond dsrms dson
P I R= ´
（13）
（范例）Step4：确定变压器初级电感Lm
------由公式8 确定变压器的初级电感Lm，由于NCP1015 工作于DCM 模式，KRF=1：
2
min_ max
( )
1.19
2
in DC
m
in sw RF
V D
L mH
P f K
´
= =
´ ´ ´
------由公式（9）（10）分别计算初级Idspeak 和Idsrms：
0.369
2
dspeak EDC
I
I I A
D
= + =
2 2
max
3 ( ) ( ) 0.143
2 3
dsrms EDC
D
I
I I A
D
é ù
= ´ + ´ =
ê ú
ë û
------计算MOS 导通损耗：
2
0.224
cond dsrms dson
P I R W= ´ =
5. Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数
开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足
不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。
实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地
很大。其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有
合适的参照，可参考下表：
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