论文研究-一种低功耗高效率DC-DC转换器的设计实现 .pdf

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一种低功耗高效率DC-DC转换器的设计实现,孙业钦,方贤朋,开关变换器由于其低功耗,输出电压可变等优势,广泛应用于电源管理领域。然而随着工艺的发展,对于变换器的转换效率要求越来越高
山国武技论文在线 http://www.paper.edu.cn 2动态偏置电路模块 由于晶体管的开关效应,在一些特定的情况下可以等效为开关使用,即当栅端电压足 够沟道内部产牛反型层的时侯,开关打开,漏极与源极形成低阻通路。但是在实际应用的情 70 况下,当栅端电压堪堪达到阈值电压的时候,漏极与源极之间的通路往往具有不理想的电阻, 从而会导致开关模块的导通电阻过大,产生不必要的导通损耗。 在电源管理中,往往流经功率管的电流为亳安级别,如果功率管的导通特性不理想, 会严重的增大整体电路的功耗,进而降低系统的效率。所以当环路稳定吋,功率管的枥源电 压最优值应尽量接近艺所允许的最大值,以获取最优效率 75 在开关变换器中,功率管导通损耗占整体功耗中的大部分,所以保证功率管在导通状 态下最大程度开启,可以显著降低导通损耗,提高整体转换效率 动态偏置电路可以提高整体模中功率管的过驱动电压,整体导通电阻被降低,效率得 到了提升,其结构如图2所示: PM—D→1.D PpM-o 1PWM-01-D→D 尸WM PwM CLK duty judgment buffer order RC filter driver 图2共栅管动态偏置电路 共栅管动态偏置电路由占空比判决电路、缓冲电路、3阶RC滤波器电路和驱动电路构 成。动态偏置电路输出信号连接功率管的栅极,无需提供较大的电流,所以在设计输出驱动 电路之时可以采用低功耗设计,以降低整体电跻的功耗,提高电路效率。 当输入电压为V:时,达到稳态,此时占空比为D,则工作原理如下: 当输入电压Vn=5时,即输入电压高于最优输入情况下,此时占空比D较小,PMOS 共栅管的栅极偏置电压bans=Vn.D=1.8,使用此时的电压输出值对PMOS共栅管 的栅极进行驱动,可保证其栅源电压约为hn-1ma=3.2 对于NMOS共棚管来说棚极偏置电压同理Vbn=Vn·(1-D)=3.2,亦可以保 证其最大的过驱动电压 90 当输入电压V=2.5时,此时的占空比D较人,PMOS共栅管的栅极偏置电压 山国利技论文在线 http://www.paper.edu.cn Tobias=Vin·①1-D)=0.,用此电压驱动PMOS共栅管的栅极,可保证其枥源电 压约为V-V 刘于NMos共栅管栅极偏置电压来说,同理可以计算hbas=Vn·D=1.8,亦 可以保证其最大的过驱动电压。 动态偏置电路中,各个模垬功能如下: 占空比判决电路完成检測环节,检测PWM波形的占空比D是否大于50%,根据电路 输出的检测结果选择恰当的信号,保证电压输入值变化时,PMOS和NMOS的功率管具有 最大的栅极源极电压。 缓冲电路用来保证信号具有一定的驱动能力,使其可以驱动后级的3阶RC低通滤波 器,经过滤波器之后的模拟电压,输入驱动电路,是之可以对功牽管模块的共栅功率管进行 有效的驱动 采用动态偏置电路的优点是,保证了功率开关管最大的过驱动电压的同时,省去∫固 定偏置电路需婁的多种参考电压问题,由PWM数字波形到模拟电压的转换,原理简单也便 于设计,应用CMOS工艺,也可以保证较小的版图面积 105 Dunamle Bias of switch=5V 3.2Vnbias L 1b|a5(3.158v) 2 1975 185 pbias(.822v 1825 5.0 100 图3功率管栅极偏置电压仿真波形 4 山国武技论文在线 http://www.paper.edu.cn mpreved Dynamic Biasing circuits Bas 5+asN36V“Ba5N25一日 as_P 5v T Eas P36v王asP2s Bias.N_5v(3.211V) BasN3.6v(3204) 6la5N-25v(2.495v) bias p sv(lg ias. P 3. 6V(5343mv Bias. P-2.5v65.14my) time (us) 图4不同输入情况下偏置电压电压仿頁波形 110 基于TSMC9omm的标准CMOS工艺,对本设计的动态偏置电路进行后仿,得到仿真 结果。如图3,图4所示。可以看到,功率管的栅极电压随着输入的改变而改变,实现了可 允许范围内的最佳导通。 3死区时间控制模块 为降低系统的整体功耗,夲设计采用同步整流技术进行功率驱动模块的设计。同步整 115 流技术是指釆用两个互补的功率管作为开关器件,进而避免长时间的电流流经功率管,导通 电阻长时间流过电流,发生的导通损耗。理想状况下的主导通管关断时,整流管根据时钟控 制开启,为负载电流续流,直至下一周期循环往复。 由于电路中非理想特性以及传输延吋的存在,导致互补的功率管存在同吋导通的可能 性。这样,在系统的最髙电位与最低电位之间,就会形成一条低阻道路,产生极大的功耗, 120 甚至烧毁功率管 为了避免这一现象的发生,本文设计死区时间控制模块,对电路中的死区时间进行控 制。原理如图5所示 死区时间 OFF PDRy ON NDy OFF 死区时间 图5死区时间示意图 125 本设计采用添加逻辑门延迟的方式米控制开关管驱动信号中可能发生的死区时间,模 山国武技论文在线 http://www.paper.edu.cn 块的结构如图6所示。 NDR AND Buffer PwM B PDRY OR 图6死区时间控制电路图 如果PWM为高电平(PWM=1),无论NDRV=0或=1,PDRV都满足输出为1,关闭 130 PMOS开关管。PDRV=1后,在驱动电路的延时之后使得NDR变为1,开启NMNO同步 管。因此PDRV和NDRV再变成1之间存在死区时间。的 基于TSMC9onm的标准 CMOS工艺,使用 cadence设计平台绘制版图。结果如图7 所 ad Time simulation PoRv一NcR MO(8738ps,-1807V M2(1186ms-1769V 13 图7死区时闩仿真结果 棖据死区时间控制电路的仿真结果可知,在10MHz的工作频率下,在PMOS关闭, NMOS管开启之间的死区时间为1.186ns;在NMOS管关闭,PMOS管开启之间的死区时间 为873ps。整体死区时间的仿真值约为2ns,整休周期占比2%,可以显著降低交叠损耗,提 高整体系统效率。 1404整体仿真结果 基于TSMC90nm的标准CMOS工艺,绘制系统版图如图8所示: 6 山国利技论文在线 http://www.paper.edu.cn 量■■■■■■ 签空空 图8系统整体版图 在开关变换器中,系统整体功耗主要由导通损耗以及驱动损耗构成,两类损耗值可以 145 分别由系统指标计算得出。 导通损耗和负载电流的对应情况如表1所示 7 山国利技论文在线 http://www.paper.edu.cn 表1导通损耗和负载电流的关系 负载电流PMos导迪时间导通损耗时间导递损耗 1 P Oma 50.6746nS 0.6746n 7.5771luW 100mA 51.8344ns 1.8344ns 6.60384mW 200mA 52.9876ns 2.9876ns 21.5107mW 300mA 54.4483nS 4.4483ns48.04l6mW 400mA 55.7529n 5.7529ns 82.84l8mW 500mA 57.2083ns 7.2083ns 129749mW 600mA 58.6287ns 8.6287ns 186.380mW 150 在本次设计中,选择PMOS尺寸为≈36000m、W≈120001m,可以求出驱 动损耗Pe: (∥+∥)·L· 10.2034m∥(1) 忽略次要功耗, Buck dc-DC转换器总体损耗情况随负载电流变化情况衣2所 l55 表2 Buck dc-dc转换器损耗随负载电流变化情况 W2≈360004m、Wn≈12000m、fs=10Mz Ii(ma) Pgare(mA) P(ma) Pg(ma) Poss(ma) Pou (mA) Efficiency(%) 0.00 10.20 0).01 ).00 0.00 100.00 10.20 6.60 1.00 17.81 180.00 91.00 200.00 10.20 21.5 1.00 32.71 360.00 91.67 300.00 10.20 48.04 59.25 540.00 90.l1 400.00 10.20 82.84 1.00 94.05 720.00 88.45 500 10.20 129.75 1.00 140.95 900.00 600 10.20 197.58 1080.00 山国武技论文在线 http://www.paper.edu.cn Efficien 100 (200,91.7) 100 200 300 400 500 600 lload(mA 160 图9 Buck do-DC转换器效率随负载电流变化情况 从图9可以看出,经过动态偏置电路以及死区时间控制电路的对损耗的优化,当负 载电流为200mA左右时,电压模式 BuckO-DC可以达到最优效率,最优效率为 91.67% 5结论 165 本文设计一款基于电压控制模式的DC-DC转换器,使用动态偏置技术降低开关功率管 的导通损耗,使用死区时间控制技术降低电路交叠损耗,进而降低整体损耗,提升电跸转换 效率,是之在输入电压3.6V,负毂电流200mA时达到最优输出,转换效率为91.67%,与同 艺下其他系统转换效率相比较佳,优化电路性能。 170 参考文献]( References) [1]方晓斌具有快速瞬态应的电压模式Buck变换器没计合肥:合肥工业大学,201 [2]周泽坤.单片大功率DC-DC变换器高性能控制方法研究[D].成都:电子科技大学,2012 [3]朱杰.降压型PWM模式DCDC开关电源的分析和设计[D].上海:复旦大学,2010 [4] J-M Liu, P-Y Wang, T-H Kuo. A Current-Mode DC-Dc buck Converter with Efficiency-Optimized 175 Frequency Control and Reconfigurable Compensation[J]. IEEE Trans Power Electron, 2012, 27(2): 869-880 [5 X Jinwcn, ct al. A 4-ua quicsccnt-currcnt dual-modc digitally controlled buck converter IC for ccllular phone applications[J. IEEE J Solid-State Circuits, 2004, 39(1): 2342-2348 9

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