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LLC谐振变换器的设计要素(飞兆)pdf,LLC谐振变换器的设计要素(飞兆)
LLC谐振变换器的设计要素 Hangscok Choi 飞兆半导体 82-3, Dodang-dong. Wonmi-gu Bucheon-si, Gyeonggi-do,韩国 摘要:最近LC谐振变换器备受关注,因为它优于 常规串联谐振变换器和并联谐振变换器:在负载和输入变 诸振网络 化较大时,频率变化仍很小,且全负载范围内切换可实现 零电玉转换(ZvS)。本文介绍了LLC型谐振变换器的分 , S 析方法,回顾了LC型谐振变换器的实际没计要素。其中 包括设计变压器和选择元器件。采用一没计实例,逐步说 明设计流程,有助于工程师更加轻松地设计LLC谐振器。 图1半桥牛联请振变换器 L.引 功率变换器设计中,对增大功率密度,缩小设计尺寸 的要求越来越高,迫切需要没计师提高开关频率。采用高 谐振网络 MnL 频工作将大大降低无源器件的尺寸,如变压器和滤波器。 但存在的开关损耗却对高频工作带来不利影响。为减少开 v·ia 关损耔,使高频工作正常:故提出潜振切换技术[-7]。这 些技术按正弦波处理功率,并且开关器件可以很方便地软 换向。因此,开关损耗和噪声可大幅度减少。常规谐振器 使用串联的电感电容作为谐振网终。负找连接有两种基本 图2兰桥并联诸掘变换器 结构,串联和联。 对于串联谐振变换器(SRC),整流负载网络与个 LC诣扳网络串联,如图1所示[241。从这个结构看来, 为了解决传纥谐振变换器的局限性,提出了LLC谐振 谐振网络与负载作为一个分压器。通过改变驱动电压V4 变换器[8-12]对比常规谐振器,IIC型谐振变換器具有 的频率,改变谐振网络的阻抗。输入电压将分配到这部分 许多优点。首先:它可以在输入和负载大范围变化的情况 阻抗和反射负载上。因为,它是一个分压器,SRC直流增下调节输出,同时开关频率变化相对很小。第二,它可以 益始终小于1。在小负载条件下,负载阻抗相对于与谐振在整个运行范围内,实现零电压切换(zvS),最后,所 网络的阻抗非常大;全部输入电压落在负载上。这使得人 有寄生元件,包括所有半导休器件的结电容和变压器的漏 们很难在小负载条件下调节输出。理论上,在没有负载的 磁电感和激磁电感,都是用来实现zVS的。 情况下调节输出,频率会变为无限大 本文讲述了一种半桥LLC谐振器的分析和没计要素。 对于并联谐振变换器,整流负载网络与谐电容是并利用基波近似法分析了电压和电沇波形,并得到了系统增 联的,如图[5-7所示。由于负载同谐振网络是并联的, 益方程。选择一个输出为120W24V直流/直流转换器的设 因此不可避免地存在着大量的循环电流。这使得人们难以计作为典型的例子,来说明设计流程。 在大功率场合下使用并联谐振电路。 IeHL口 A-1 Fairchild Power Seminar 2007 SEMICONDUCTOR- PDF文件使用" pdf fact or y”试用版本创建 Bww. fineprint,cn IL.工作原理和基波近似 图3为半桥IIC谐振变换器简化示意图,图4是它的 典型波形。图3中,Im是变压器励磁电感,Lk和Lk分别 表示变压器初级和次级的漏屡。LLC谐振变换器的工作原 理和传统TC早联谐振变换器是类似的。唯一不同的是, 激磁电感相对较小,因此Lm+Ll和C之间的谐振会影响变 换器的工作。由于激磁电感较小,存在着相当大的磁化电 流(l),如图4小 般来说,LLC谐振拓扑包括三部分,如图3所示: 方波发生器,谐振网络和整流网络。 方波发生器:通过每次切换都以50‰占空比交替驱 ds2 动开关Q1和Q2产生方波电压Vd方波发生器级可 设计成一个全桥或半桥型。 谐振网络包活一个电容器,变压器的漏磁感和激磁 电感。谐振恻络可以滤掉高次诸波电流。因此,即使 方波电压应用于谐据网络,基本上只有正弦电流允许 沇经谐振网络。电沇(L)灌后于施加于谐振网络的 图4半桥LLC谐振变换器的典型波形 电压(也就是说,方波电压(V)的基波施加到了半 诺振网络的滤波功能可以让我们月经典的基波近似原坦获 桥上的图腾),这允许零电压开启 MOSFET。从图4得谐振器的电压增益,假定只有输入到谐振网络的方波电 可以看到,当电沇沇经反向并联二极管时, MOSFET 压的基波有助于功率传递到输出。由于次级整流电路起到 开启电压为零。 个阻抗变压器的作用,等效负载电阻与实际负载电阻是 不回的。图5显示了如何得到等效负载电阻。初级电路被 整流网络通过整流二极管和电容器调整交流电,输出 替換成一个正玄电流源I和方波电压Ww,作为鼕流器输 直流电压。整浣网络可设计成一个带有电容输出滤波入电压。囚为I的平均值是输出电流ln,可得到 器的全桥或中心抽头结构 SIn(or) 2 方波产生器 哲振网络 整流网络 然予《 +v. if sin(Ot)>0 VRI=-V, if sin((ot)<0 其中,V是输出电压 然后,计算W的基波 C n(or) 图3半桥LLC谐振变换器的示意图 因为功率转换没有包含VR的谐波,Vx除以I即得到 AC等效阻抗 8 R IeHL口 A Fairchild Power Seminar 2007 SEMICONDUCTOR- PDF文件使用" pdf fact or y”试用版本创建 Bww. fineprint,cn 考虑变压器圈数比(n=NN2),变压器初级的等效负载阻 利用等式⑤5)的等效负载阻抗,得到LIC振变换器 抗为: 特性。利用图6示AC等效电路,计算电压增益M 8 F sin(o R=-R 5) M A in sin(or) V 元2 利用等效负载阻抗,得到AC等效电路,如图6所示,V 和V分别衣示驱动电压V和反射输出电压 VRo (nV O". 的基波。 jm·(-—,)(lm+n-l)+Ra(1 其中 R R L-C Lm+lr, Lr,=Lg+L/(n"L 从等式(6)可以看出,电路有两个谐振频率。一个由 L-和C确定,另一个由L和C决定。在实际变压器中,分 别和用次级线圈开路和短路在初级测得L和L 等式(6)需要关注的是,在谐振频率(o,)处,不管 snow 负载怎么变化增益都是固定的 y F 4Y L +nL sin(wt 兀 不考虑变压器次级的漏磁电感,等式(7)的增益变成 图5等效负载阻抗Ra的推导 1。在以前的研究中,变压器次级的漏磁电感常祓忽略,以 二二二 C 简化增益方程[8-12]。然面,可以看到,如果忽略变压器 次级漏磁电感,计算的增益会存在相当大的误差,导致设 计结果不正确。 R 假定L=n2Lu,等式(6)的增益可简化为 nI 02k 0配+1 8 M R )·(1--,)Q (k+1) BL 其中 十 R /, (101 R 图6LLC谐振变艳器的AC等效电路 等式(7)中谐振频率(c。)下的增益也可以简化成用 K表示的等式 AIRCHIL A-3 Fairchild power seminar 2007 SEMICONDUCTOR- PDF文件使用" pdf fact or y”试用版本创建 Bww. fineprint,cn L+lm k+ 图(8)给出了不同Q值下等式(8)的增益,其中k=5, M L+nUys= Lu f=100kHz和=55kHZ从图8可以看出,当川关频率约 等于谐振频率f时,IIC谐振器的特性几乎与负苘无关。 尽管增益表示成等式(8),当操作一个实际的变压器时,这是LLC型诺振变换器一个独特的优势,与常规串联诣振 增益最好表示成Ln和L的函数。因为这两个量是很容易变换器相比。因此,最好让变换器工作在谐振频率周围, 测量的。把L和L用K表示,我们可以得到: 以减少小负载情祝下开关频率的变化 =Em +lim=(k+l)Lip IIC谐振变换器的工作范围受到峰值增益(可达到的最大 (12) 增益)的限制,即图8中‘*,表示的位置。需要注意刭, L=Ln+Ln∥Ln=b(+k 峰值电压增益不发生在f也不是f。峰值增益对应的峰值 (13) k+1 增益频率在f和f之间,如图8示。随Q值降低(负载诚 利用等式(12和(13),等式(8)变成 少)’峰值增益频率向∫移动,并且峰值增益较髙。随Q 值上升〔负载増加),峰值増益频率偏向∫,峰值増益下 L-L 降。囚此,满负载状态应该是谐振网絡设计要考虑的最坏 M 2n·V (14) 情况。 |(x)(-。) +(1 另一个决定峰值增益的重要因素是Lm和Lm之间的比值, 即等式(9)中定义的K值。即使通过等式(8)能够获得 等式(11)同时也可以用L和L,表示 某一特定条件下的峰值増益,但是要用很简洁的形式表达 峰值增益是很困难的。此外,对于谐振频率(f)以下的频 k+1 M (15 率,从等式(8)求得的增益,因为基本近似,存在一定的 k L 颗率误差。为了简化分析和设计,通过使用模拟工具可以 获得峰值嶒益。图9说明了对于不同的k值,峰值增益(可 利用等式(15)计算的谐振频率增益作为交压器的一个虚 达到最大益)是怎样臃Q变化的。由此看来,降低K或 拟增益,图6所示的LLC谐振番的AC等效电路可以简化 Q值能够获得较高的峰值增益。对于給定的谐振频率G) 只含有L和L的形式,如图7示 和Q值,降低K意味着减少激磁电感,导致循环电流增加。 因此,需要在可用增益范围和传导损失之间作一个折中 0 √2C 0,2 R =D日 L=l+L∥n2L +Ln∥n Lp=l + lm =Q"D2 L 00→1 tranform FF k vL 图7LLC谐振变换器简化AC等效电路 G670自0D100110120】3014 图8』C谐振变换器的典型增益曲线(k=5,f=100kHz) A-4 Fairchild Power Sem inar 2007 AIRCHIL SEMICONDUCTOR- PDF文件使用" pdf fact or y”试用版本创建 Bww. fineprint,cn 第一步:定叉系统参数 第一步必须定义以下参数。 预估效率(E):佔计电源转换效率主要用来计算某 最大输出功率下的最大输入功率。如果没有可用的参考值, 对于低压输出应用场合,E一般取088-092:对于高压输 出应用场合,E一般取02-0.96。有了预估效率,可以计 算最高输入功率 P (16 E 输入电压范圄(Vn和V):通常情况下,假定输 入电压由功率因数校正(PFC)预调节器输出提供。当PFC k=25 输出提供输入电压,考虑到保持时间的要求,最小输入电 压为 V finit (17) APFG 其中ⅴoPr是PHC额定输出电压,'l是保持时间,Cb是 13 直流环节( DC link)大电容。 Q 最大输入电压是 图9不同k值下,峰值增益(可运頸大增益) O PFr (18) 随Q变化曲线 (设计实例)假设效率为95% IL.设计流程 P_120 E0.95126W 在本节中,使用图10的示意图作为参考,来讲述设计流程。 选择一个输出125W24的直流/直流变换器作为设计实 例。没计姚如卜: 2 2P. T H O.PFC 输入电压:380Vdc(PFC级输出) 输出:24V/5A(12 -保持时间荽求:17ms :=13803212617×103 =319V PFC输出端的直流环节电容:100uf 100×106 Va DEc =380V PFC DCDC [第二步]确定谐振网络的最大和最小电压增益 iQl 在上一节讨论中,为了最大限度地降低开关频率变化,TIC Np: NE ①41c r 谐振变换器一般运行在谐振频率()附近。当输入压由 PFC输入提供时:输入电压在止常运行时渊有最大值(PFC 额定输出电压)。把变换器最大输入电压情况下的工作频 C 率设计为谐振频率(),最小增益应该发生在诺振频率 f)。从等式(11)看出,f增益是激磁电感和初级漏磁 图10带有功率因数预调节器的半桥IC谐汞变换器示意图电感之间比值(k=Lmlk)的函数。因此,必纨选择合适 的k值以获得最小增益。然而,一个小的k值仍可获得较 IeHL口 A-5 Fairchild power seminar 2007 SEMc口rcTg网 PDF文件使用" pdf fact or y”试用版本创建 Bww. fineprint,cn 高的峰值增益,太小的k值会使得变压器耦合性差,效率 低。一般k取5-10,此时诸振频率()下的增益为1.1~12。:(设计实例 当确定k值后,就可以确定最大输入电压(V)况下的氵N2_V 380 n M 1.14=86 最小电压增益 N,2(+2v) 2(24+2·0.6) n k+1 M k 2 1第四步,计算等效负载阻抗(Ra) 然后,最大电压增益为: 用等式21求得变压器的圈数比,计算等效负载阻抗 ImX M M (20) R- 8n2 ITmm T- P 设计实例)Im和Lm之间的比值K设为7,最小和最大(设计实例) 增益为: V28.862.242 k+17+1 R =28802 M= RO 1.14 兀P-120 k -=====----=-=-=--=--=-=-==-==--- 380 第五步!设计谐振网络 M ma M 1.14=1.36 319 利第二步选择的K值,从图9的峰值增益曲线中读取合 适的Q值,以确保足够的峰值橧益。一般,在峰值增益上 要有10-15%余量。然后,可以计算谐振参数 增益(M fn·R 峰值增益(可达到的最大增益) l136 (2)C k+l }(设计实例〕 .14 rvra::在第二步的计算中,最小输入电瓜(Vm)下的最大电压 增益(M-)是1.36。考虑10%余量,峰值增益至少是 15。在第二步中K值设定为7,从图12的峰值增益曲 k+1 =-=1.14 :线上得到Q为043。选择谐振频率为85kHz,可以确定 M :谐振参数为 2rgf·R2x·0.4385×103·2 图11最大增益和最小增益 L--------------------------------=- ---=-=+----------------1 (2rfn)2C,(2x·85×103)2.15×10 第三步]确定变压器圈数比n=NN) 234H 因为整流网络仨用全波桥式整流器,变压器圈数比为 (k+ -=998uH M (21) 2k+1) N. 2(V+2V) 其中,ⅤF是次级整流二极管的压降 AIRCHIL A-6 Fairchild power seminar 2007 SEMc口rcTg网 PDF文件使用" pdf fact or y”试用版本创建 Bww. fineprint,cn (设计实例)变压器选择EER3541芯(A=107mm2)。 从图13所示的增益曲线得到最小开关频率为66kHz。 然后,变压器初級的最小线圈数为 n(v+2V)X 2△B·A k=15 8.6×252 51.1ta kr=175 2.66×103.0.3.107×10 ∴N=n·N=8.6×6=51.6>N k25 选择Ns为6圈,计算N N=n·N=8.6x6=51.6→52>N LLC诣变挽器 Csi rully hP 11. 1+ 151.11 图12使用k=7的峰恒增益(可达到的最大增益)曲线设计;氵 谑振网络 [第六步]设计变压器 变压器设计的最坏情况是最低开关频率条件,发生在最低 输入电压和满负载情况下。为了计算最低开关频率,利用 0 等式(8)画出增益由绂,读取最小开关频率。然后,利用 120 下面的等式计算变压器的初级最小线圈数 狐率H2 图13增益曲线 N n nVa+2v) (26) 2f·△BA 其中,A是变压器磁芯的横截面积,单位m2,△B是磁第7步]变压器构造 通密度的最大摆幅,单位特。如果没有参考数据,AB可 以取0.25-0.3T 在第五步中,确定了变压器的参数I和L。L和L是可以 然后,选次级线圈数,铢证初级线圈数大于N 分别利用次级线圈开路和短路,在初级测量的。出于LLC 变挺器设计需要一个相对人的L,一般采用一科可组合线 pnN>N N (27) 轴,如图14所示,以获得坦想的L值。对于这种可组合线 轩,线圈数和绕线结构是决定Ⅰ大小的主要因素,而变压器 心的气隙长度不会影响Ⅰ太多。但是,通过调整气隙长度却 可以轻松控制Dp。表1显示了不同气隙长度下测得的L和 值。假设气隙长度为0.15mm,可以得I和J值 AIRCHIL A-7 Fairchild Power sem inar 2007 SEMc口rcTg网 PDF文件使用" pdf fact or y”试用版本创建 Bww. fineprint,cn 命◆◆◆◆ (设计实例) 如4++↓ N=52T pys TT 三 々r(V+2V 2 Bifilar 42 f LU 86-(24+1.2) 2√2.864√2.873×106.85×10 0.87A 图14可组合线轴 RMs 380 0.96 + 表1不同气隙长度下,测得的Lp和Lr值 2.T-85X1013:15×10 气隙长度 0.0mm 5669H 237uH 005mm 2,105pH 235μH 0.10 mm 1 401 HH 233uH I.结论 0.15mm 1065 H 230uH 0.20mm 890uH 225uH 本文讲述了一种和用变压器的激磁电感和漏磁电感作 025mm 788uH 224uH 为谐振元件的LLC谐振变挨器的设计过程。在计算增益时, 0.30mm 665uH 223H 同时考虑了变压器次级的漏磁电感 035mm 623uH 222uH 即使在LLC谐振变换器设计中,这种整合变压器的办法, v.参考文献 能够将磁性元件集中到一个单独的芯中,从而节省了一个 磁性元件,但是在实际变压器设计中是不容易掉制的 [ Robert I Srcigcrwald, "A Comparison nf Half-hridge resonant converter topologies, IEEE Transactions on Power Electron 因叶,设计评振网络有时需要利用变压器制近后实际测得 Vol 3. No. 2. April 1988 的L值,或者增加一个谐振电感,和谐振电容牛联,获得(2] A F. Witulski and r. w. Erickson," Design of the series resonant converter for minimum stress. IEEE Transactions on 理想的L值。 rosp. Electron Syst, VoL. AES-22, pp 356-363, July 1986 []R. Orugali, J. Yang, ald F.C. Lee, "Implementation uf Optimial Trajectory Control of Series Resonant Con verters, Proc. IEEE 第八步]选择谐振电容 PESC°87,1987 选择谐振电容时,必须考虑额定电流,因为会有相当数量4]V. Vcrperian and s Cuk,“ A Complete DC Analysis of the Series Reson ant Converter. Proc. IEEE PESC82. 1982 的电流渧绎电容。通过谐振电容器均方根电流为 [5]YG.Kang, A.K.Upadhyay, D L. Stephens, Analysis and design of a half-bridge parallel resonant converter operating above resonance, IEEE Transactions on Industry Applications -/+2V (28) vol 27, March-April 1991 pp. 386-395 4v2f.. 6 R Oruganti, J. Y ang, and F C. Lee, State Plane Analysis of Parallel resonant Converters, Proc. IEEE PESC 785, 1985 然后,正常工作中谐振电容的最大电压为 [7] M. Emsermann, An Approximate Steady State and Smal Signal Analysis of the Parallel Resonant Converter Runnin (29) Abovc Resonance. Iroc Powcr Electronics and variable speed ImaL< Drives'91,199l,pp.9-14. [8] Yan Liang, Wenduo Liu, Bing Lu, van Wyk, JD,"Design of integrated passive component for a I MHz 1 kw half-bridge LLC resonant con verter", IAS 2005, pp. 2223-2228 [9]B. Yang, F.C. Lee, M. Concannon, Ower current protection methods for LLC resonant converter"APEC 2003, pp 605 609 AIRCHIL A-8 Fairchild Power sem inar 2007 SEMICONDUCTOR- PDF文件使用" pdf fact or y”试用版本创建 Bww. fineprint,cn

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