初级侧PFC与谐振半桥LLC组合的控制器--NCP1901.pdf

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初级侧PFC与谐振半桥LLC组合的控制器--NCP1901pdf,
旦vcc充电到15.3V,起动调节器即被禁止。P控制器在HB端电压达到puv以 上时使能,起动调节器被禁止直到低讨供电阈值Vcc(off)(9.3V),到此时驱动输岀被禁 止,起动电流源又使能。 伕电电容提供的功率供给控制器,必须在Ⅴcc(off)以上际才能保持正常工作,Ccc 必须足够能令Vc电压高于vc(off),直到辅助源电压建立起来。若是vcc降下来控制器 将关断,IC供电电流必须能保证三个输出驱动所需,由(1)式决定。 Icc (gate change)=f. Qg 此处,f为工作颓率,Qg为所选MFT的栅电荷。 主振荡器 振荡器频夲山振荡器电寳Cosε(σsc端)设置,振荡器工作在圊定80%的占空比之下, 电流源充电给Cosc到其峰值5V电压,一旦达到此电压,C。sc即放电到3,充放电电流分 别为173和692A.其关系曲线如图3 IL(t) guou88o 0m0042 00 PRC MOSFET Drive Signal COSG, OSCLLATOR CAPACITOR (pF) 图3振荡频※和设置电容Ct的关系 图4CrM模式中的电感电流 个内部时钟信号产生去控制半桥控制器半桥占空比为50%,PFC则为CRM变频方式。 电压基准 个内部电压基准VREF,其带出控制器使之容易补尝,基准电压为T,需用0.1电 容旁路増加稳定性,其外部不能加载。 PHC谓节器 PFC级工作在临界导通模式(CRM),在CRM方式中PFC的电感电流L在开关周期 结東时达到0,如图4,其平均输入电流in(t)随AC电压改变。 高功率因数的实垗(CRM),用保持怛定号通时间的方式实现给出RMS输入电压负 载条件。(2)式给出导通时间的表达式。 (RMS (2) 此处,Pout为输出功率,L为PFC电感感量,n为效率。 *导通时间控制 NCPI∞0Ⅰ控制导通时间系用给外部PCT端定时电容CT充电来控制,用一个恒流源Ipt 为其充电,CT电压斜波与控制电压相比较,控制电压 VpconLrol是怛定的,由RMS线路电 压和负载给定。在(2)式中一个电乐失调ⅤPCT(ofet)加到CT斜波上来达到控制电斥 的范围方框电路如图5 Pcontrol电压在内部箝制在2.25V到5.65V之间,当失调电压大于 Pcontrol最小值时, control箝制电压加到CT斜波之前去比较控制电压信号,这允许PFC级停止驱动脉冲(0 占空比),北吋调节空载轻载屯压,在 Pcontrol电压之间的Δ需要产生PDRV脉冲及最小 的 Pcontrol箝制电压为PCT(oet)e 2GD Comparator PzGr■ 565Ⅵ PContr Dom nar 225V PBI Cnmnarntnr v Ps rcet LCD Comparator 图5导通时问控制电路 日CT斜波旦压加上失调达到 Econtrol,定时电容放电为低电平。一且CT电压达到 它的峰值阈值PFC驱动脉冲终止。一旦电感电流达到零被子ZCD端检测出来,一个新的周 期开始,或者最人失调达到时,新周期也开始。 定时电容的大小由CT斜波峰值电压在低AC线路及涡载时达到,在此L作模式 Econtrol为授大,(3)式用于计算CT值给出的导通时间。 PCTMAX on(MAX) PCT(C) 3) 在(2)式中的Ton,用(3)式及(4)式提供CT最大值 2· Pout'L,Ipc nV arMS FCT(MAX) (4) 此处,VPCT(max)为最大PCT电压,典为3.0V。 关断时问控制 PFC关断时间随着AC线路电压的变化而改变,它在每个周期的调节允许电感电流在卜 个开关期开始之前达到零。一旦电流达到零,电感即去磁。一旦电感去磁,PFC开关的驱 动电压即厂始下降,电感去磁由检测电感辋助绕组的电压米进行,称为过零检测绕组(ZC1), 该绕组提供合适的电感电压,图6小出ZCD绕组的安排。 当PFC的开关导通时,一个负载电压出现在CD线圈上。在PFC厂关关断,电流流 过电感吋PZCD电压是正向的。当电感去磁时PzCD电压降到在零处的振铃出现,旦在 PzCD端检测出负向传输,即开始下一次开关命令,一个正向传输解除ZCD检测去防止虚 假的無发,ZCD检测的解除典型为2.IV。触发则为1.5V PZCD端在内部用一支齐纳管箝在10V,一支电与ZCD串联用来限制电流进入到ZCD 端,齐纳二极管防止电压超出10V或降到地电平以下,图7示出典型的ZCD波形。 在起动期间,没有ZCD传输去使能PFC的丌关,·个看门狗时段去使能PFC控制器, 如果涏有厂关脉冲破检测达釗180s,则看门狗开始使用,此时工作在轻载下,跨过ZCD阈 值的α信号的幅度可能非常小。看门狗时段在PFC驱动脉汁开始后以PFC欠压故障时启 用 recti币ed vosge of P=C Switch wAge Dove Output PZD Veto> zGDnigh 6ZCD绕组的放置位置 图7ZCD绕组的工作波形 水PFC补偿 一个跨导型误差放大器,调节PFC的输出电压WPFC,它用比较PFC反馈信号与内部2.5V 电压基准的方法,如图8,从PFC输出电压加到R1,R2电阻分压器产生FFC的反馈信号 PFC Error PFB Amplifier 图8PFC部分的反馈电路 反馈信号加到放人器的反相输入端,内部2.5V基准加到放人器的同相输入端,在制造 中基准电压精度为±3,2%。图5示出PFC的误差放大器及检测网络,(5)式用来计算PFC 反馈网络 R,+ PFC PFB 跨导放大器有一个电压到电压到电流的增益gm,此外,输出电流出差分输入电压控制。 NCP901的放大器的gm典型为95μs。 Pcontrol靖提供通路到放大器输出用于补偿,补偿网 终参考地允许PFC反馈信号用来检测过压条件。 Contro端的补偿网络,选择一个滤波器去滤除BULK电压的纹波,以保证控制电压恒 定,不受AC周期影响,在 Contro端与GND之间加一支电容来设置极点,在20HZ处足 以滤除纹波电压,系统的低频极点印用(6)式计算。 fp am 21CPControl 此处, Cpcontrol为 Pcontrol端到GND的电容。 使用跨导放大器的关键特点是输入允许独立的移去相对于输出的变化。因为补偿电容是 接到GND的,这允许反馈端的双重用途,既作诙差放大器,又作过压比较器。 PIC人压 如果PFB端开路,NCP190l可以安全地棼止控制器。如果PEB端电压低于 Pump(ow (Q23ⅴ),一个欠压检测器去棼止控制器。如果P端悬浮,一个1.2nA的下拉电流源Iph 确Vpb降到 Pump(low)以下。PFB下拉电沇源影响PFC输出屯压的设置点。 *PFC过压 过压检测器监视PFC反馈电压并在PFC输出电压大于正常值的5%时,禁止PFC驱动 器,PFC驱动脉冲被压制,直到过压条件移去。过压检测器在整个工作温度下整个电压范围 内偏差在+2%以下。过压比较器有典型30mV的窗口 PFC过流 PFC的电流监视系釆用毕均电流过流检测器,PCS端提供通路到过流检测器,如果PCS 端上的电压超出过流阈值vpes(M),PFC驱动脉冲即终上。这个比较采用逐个周期测量, 过流阈值为0.84V。 电沆检测信号要防止前沿尖峰值。其由功率开关的传输导致,NCP1901有前沿消隐功 能,在母次屯沇脉冲的第个11UnS处输出。 PFC动器 PIC驱动器源出和漏入阻抗典型为60g和15g,这取决于外部功率MST的栅极充电 需要,也可以外部手接驱动器去驱动 MOSFET开关。如图9。 v VCC BOost XDHVX To gate of MOSFET HDRI boost VS 图9外部驱动器电路 图10半峤的高边驱动电路 *半桥驱动器 半桥级工作在5m%占空比,振荡器频率分为两半加到半桥控制器。半桥控制器有低边驱 动器HDRV-lo和一个600的高边驱动器HRV-hi。建起高边驱动消除了对外部驱动变压器 的需要。在每个驱动传输中,消除了交叉导通的上升沿,延迟典聖为785nS,典型占空比为 48t。 高边驱动器接于 HBOOST和HwsS端,如图10所示。 升压电路加入 D boost和 C boost来产生高边驱动器,一旦 HDRY-lo导通时,vs端通 过处部功率开关有效接到地,这使 C boost充电到Vc。一旦 HDRV-lo关断,HVS浮动到高, d boost反向偏置,一个欠压检测器监视 HBOOST的电压,典型为6.IV。高边驱动器使能, 低边驱动器在高边驱动器之前开始,因为升压要由低边驱动器开关传输。 半桥低边驱动器源出和涓入阻抗典型为759和159,半桥的高边驱动器漾出和漏入阻 抗也是75g和15,这取决于外部功牽MOS的栅驱动的需要。 *模拟地和功率圯 NCP1901有模拟地GND和功率地FGND,GND用于模拟部分的迕接,诸如VREF,0sC等。 PGN用于大电流部分的连接,诸如栅驱动回路。线路布局时,模拟部分,功率部分各自连 接在单一点。然后两者冉连接,防止大电流流过GND,PGND的连接要尽量短

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