论文研究-多层介质结构LC带通滤波器的交叉耦合设计 .pdf

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多层介质结构LC带通滤波器的交叉耦合设计,曹珂,李启伟,本文给出了一种基于LTCC技术的多层介质结构带通滤波器模型,并用交叉耦合的方法从相位的角度对其等效电路图进行了分析,解释了传��
国武技论文在线 和)均保留在图中 +90 90 +90° +00°/-90° 90-90° 图图的节点模型 按照交叉耥合的观点,在该图中信号共有两条传输路径(①和⑨)。在流经这两条路径 时,信号的相位会随着元件的频率特性而改变。根据上面给出的结论,可以得到表所示的 相位变化数据。在谐振频率的两侧,各有个频率点上两路信号反相,即产生了传输零点。 同样的,这也定性的说明了电容和在电路中所起的作用:若没有这两个电容,表 的数据则转化为表中的数据。此时在低于谐振频率的一侧两路信号相位始终相同,因而无 法产生传输零点,而在高于谐振频率的一侧则会产生一个传输零点 表图中两路信号的相位差变化 低于谐振频率 高于谐振频率 = O 相位差 表不存在电容和时两路信号的相位差变化 低于谐振频率 高于谐振频率 十 相位差 为了验证上面的推断,本文也给出了相应电路的仿真结果(如图所示)。该电 路是在图的基础上直接去掉了和,其它元件的参数值不做任何调整。由于去掉了两 个电容,滤波器的性能急剧变差,但这并不影响对性能曲线趋势的观察。从图中可以看到, 低于谐振频率的范围内没有出现零点,而在 处则存在一个零点,这与上文给出的结 论相符合。 滤波器物理结构的实现 ()电容、电感的结构 多层介质结构中的电感、电容结构已经比较成熟。一般的,电容元件主要有电 容和电容两种形式。其中电容可以充分利用多层结构的优势,能够在较小的体积 上实现较大的电容,因而本文在设计时主要采取这种形式的电容。 国武技论文在线 SIl( Without C, and C)) 10 30 -40 60 S21 (dB) …Sll(dB) S21(dB)(Without CI and C) SIl(dB)(without Ci and c,) 5 6 Frequency(ghz) 图电路模型的仿真结果 同样,电感的结构也有很多种。然而文献中给出的电感结构普遍占用面积比较大, 不利于整体尺寸的控制,因此本文提出了图所示的立体螺旋电感。这种电感由多条金属条 带和连接金属条带的金属柱(或金属化过孔)组成。相对于面螺旋电感和普通的三维电感, 这种电感利用不同层间的相互耦合产生电感,具有占用面积小,结构简单,便于调节的特点 圈的立伓螺旋电感的结构小意图 木文使用的圈的立休螺旋电感结构小意图 图立体螺旋电感的结构示意图 ()滤波器的物理结构 图给出了本文设计的滤波器物理结构(由于模型中的元件对称分布,因而只标出了 部分元件)。该模型共有五层金属,四层介质。每层金属的厚度为 每层介质的厚度 为 国武技论文在线 Ground planc aver y Port aye Port 2 Ground plane 图滤波器的详细结构 如图和图所示,电谷()是简化了的电容,共有三层金属,分别位于第 、三、四层上。电容()由两个电容并联而成:一个是山位于第二层的金属 与位于第一层的金属地组成,另一个是由位于第四层的金属和位于第五层的金属地组成。耦 合电容实现了源和负载之间的交叉耦合,直接影响着通带两侧传输零点的位置,因而对 滤波器的性能具有决定因素。在设计时,通过将第三层上的两片金属导体向滤波器中心延伸, 得到了一个缝隙电容。该电容的电容值主要受缝隙宽度的影响。相对于文献使用一个单 独的贪属层实现耦合申容的方法,用缝隙电容作为耦合电容可以减少元件数量,并节省一个 金属层。由于 器件结构复杂且空间有狠,因此将两个电容合二为一可以有效地降低兀 件间的寄生效应。 模型中的电感则采用了∫图的结构。考虑到当电感的圈数过多时会严重的降低值 因此电感的圈数应在满足设计要求的条件下尽量减少。本文中电感圈数取做圈(如图 所示)。电感和分别与电容和并联,其末端与第五层的金属地相迕。耦合电感 则是将电感和沿轴方问相互靠近,通过:者之间的互感形成。该耦合电感主要受 和的间距和长度的影响。由于改变和的长度会影响其自身的电感值,因而在调节过 程中主要是调节二者之间的间距。 输入输岀端口则采用Ω的带状线,端与位于第三层上的金属直接相连,另端与 外部测量仪器相连。 国武技论文在线 仿真结果 在设计好滤波器的物理结构之后,将电容、电感元件组合成一个整体,便可以得到滤波 盎的初始模型。但是在设计元件时没有考虑到元件纽合后的寄生效应,因而需要对滤波器各 元件的尺寸做进一步的微调,以抵消寄生效应的影响。 使用 公司的 仿真软件对滤波器模型 进行仿真、微调,得到了图给的结果。模型使用铜作为金属导体,介质的相对介电常数为 总尺寸约为 。中心频率约为 骨宽约 通带内插入损耗约为,两个传输零点分别位于和左右。滤波器的性能 基本符合设计目标,尤其是在 处的传输零点可以对 系统的干扰信号产生 定的抑制。 10 20 30 40 50 S21 ADS (dB) SIl ADS (dB) -60 S21 HFSS(dB) SIl HFSS (dB) 4 6 Frequency(GHz) 图滤波器物理模型的仿真结果和电路模型的仿真结果 两个传输零点的位置受耦合电容的影响。当缝隙宽度减小的时候电容值増加,两传 输岺点更靠近通带:当缝隙宽度増加的时候电容值减小,两传输岺点外扩。佟给出了 当缝隙宽度为 和 时的仿真结果。从图中可以看到参数基木保持不 变,但参数随着缝隙的变化产生了显著地改变。 同样的,当耦合电感的间距减小时,电感值增加,插入损耗减小,但带宽变大:当 间距埤加时,电感佰减小,插入损耗变大,但带宽减小。因而可以通过改变耦合电感来控制 带宽和插入损耗。图给出了当间距为 和 时的仿真结果。当耦合 电感发生变化时,除了带宽和插入损耗受到影响外参数也会受到定的影响。 国武技论文在线 10 c-40 S21(60um) 40 -S2 21(280um) s21(1c0um) --S21(360um) s21(140um) s21(440um) 50 S11(60um S11(280um) --s11(10um) -S11(360um) -S11(140um S11(440um 2 requency (cHz 耦合电容大小的影响(图例为缝隙宽度 耦合电感大小的影响(图例为两电感的间距) 图耦合电容大小和耦合电感大小对性能的影响 结论 木文给出了一种基」技术的多层介质结构二阶滤波器模型,并从相位的角度分析 了其传输零点产生的原因。为验证相位分析的止桷性,又对原有电路进行了改动并用商用仿 真软件进行仿真。仿真结果与理论分析的结果相符。用该方法分析电路的传输零点分布较为 方便、快捷。滤波器模型使用了较为独特的电感结构,该结构利用不同层之间的耦合关系, 减小了电感的尺寸。同时,用两片金属同时实现了输入输出耦合电容和源与负载之间的耦合 电容,降低了模型结构的复杂度。使用商业仿真软件仿真得到的结果具有较好的性能,符合 设计的日标。 参考文献 齐剑, 无源元件建模与应用,南京:南京邮电大学,

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