论文研究-基于PSpice仿真下的无源无损软开关研究 .pdf

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基于PSpice仿真下的无源无损软开关研究,戎淑虎,,变换器的高频化可以大幅减小电源的体积与重量,但若不对其开关器件的开通和关断进行调节,会使得整个电源带来损耗,频率越高,损
山国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 七种运行模式说明如卜 (1)t<t0阶段 此阶段的等效电路如图2(a)所示。 这个阶段为电路工作的初始阶段,开关器件S处于关断状态。此时,即电容Cr两端电 压vcr等于输出电压Vo,缓冲电容Cs两端电压vs为0,通过电感Ir的电流i等于输入电 lin (2)t0-t1阶段 此阶段的等效电路如图2(b)所示。 从t0开始,开关器件S导通,这时irIn而Ir的电流不能突变,而只能线性下降, 直全在时刻减小为0。显然,Iin、ir和通过开关S的电流is有如下关系式: (2-1) 山于in为常量,i从最人值In开始线性下降,故由式(2-1)可知,通过开关S的电流i 值从零开始上升,直至在t1时刻增大为最大值In。 电流iLr的下降斜率为 (2-2) 由式(2-1)显然有,电流iS上升的速率与电流ir卜降的速率相同,也为 故可得该阶段,ir、is与时间比的关系式为: (2-3) (2-4) 又t-tl时,i(tl)=0,代入式(2-3),可得该阶段时间为: (2-5) 由式(2-5)可知,该阶段所需时间与零电流电感Ir的值有关,这为Lr参数的选取提供 了一个方面的依据 (3)t1~t2阶段 此阶段的等效电路如图2(c)所示 t1时刻,电流证绛全0,零电压电容Cr开始与缓冲电容Cs、零电流电感L产生谐振。Cr 经Ds2、Cs、L和开关器件S放电,Cr的电压vc从Vo开始下降,Cs的电压vc从0开始上升, Lr中的电沇i从0开始反方向增加。在此过程中,ir、vc、v的值由下面的公式决定: sinO,(- [1-cosa(-1) (2-7) [1-cos(-1) (2-8) 山国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 式中,阻抗 a4,角频率为谐振频率,可由下式决定: (2-9) 其中,+为Cr、Cs的等效电客佰,式(29)为回路发生LC谐振的前提条件。解 (2-9)式,可得 iL-的值确定后,i的值仍可根据式(2-1)确定下来,故在此不再赘述。 当tt2时,Cr的放电过程结束,即vAt2)=0,将之代入式(2-7)可解得本阶段所需时间 为: arccos (1 1-2 (2-10) 由此将之代入(26)、(28)并结合三角函数的平方关系,可算得iur、vcs在t时刻的 瞵时值,为: (2-11) (2-12) 事实上,i在t时刻的瞬时值已经接近于它的反向最大值,这是因为一般情况下, 对于该谐振回路就可近似有: ≈ (2-13) 则阻抗Z可近似为: (2-14) 将之代入(2-11),即可得: (2-15) 即t-t2时,电流-接近其反向最大值 (4)t2-t3阶段 此阶段的等效电路如图2(d)所示。 从乜时刻开始,由于vcr=0,缓冲二极管Ds1导通,电感Lr和电容Cs发生谐振,谐振回路 包括Lr、Ds1、Ds和Cs,此时谐振频率山下式决定 (2-16) 4 山国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 解式(2-16)。得 谐振使得电感电流证流经D1和Ds2给Cs充电,电容电压vc继续上升。 在该阶段iur、Ⅴc的初始值分别为i(t2)、vc(12),由式(2-1)、(2-12)确定,分别 将之代入下面的(2-17)式和(2-18)式可计算出在该阶段i、Vc3的具体数值,式子为: ()=(2)cosO2(-2) (2-17) +( sin@2(-2 (2-18) t-t3时,电感Lr上的能量全部转移至Cs十,电流变为0,即i1(t3)=0,将之代入式(2-17), 即可算得该阶段所需时间为: 2-33 2 (2-19) 将tt3代入式(2-18),并结合(2-19)式即可得出电容Cs在t3时刻的瞬时值,为: (220 由(2-11)和(2-15)可知,i(t2)为负值,则据(2-17)式所得出的i()也为负值。又 由于正弦函数的有界性,则(2-20)的结果显然为函数表达式(2-18)的最大值,目: (2-21 另外,由于Lr、Ds1、Ds2和Cs已经组成了个回路,由KCL定理,得知在这阶段, 开关器件S的电流is应等于输入电流l,即有is=ln 综合以上分析可知,在本阶段,电感Lr向电容Cs转移能量后,电流i由t2时的反向最 大值逐渐减小,直至在t3时刻变为0;电容Cs则在前一阶段的基础上继续充电,直至在3时 刻电压达到极大值 VCsiMAX)。又参照等效电路图2-8(d),显然本阶段零电压电容Cr未参与能 量传递,电压vcr值维持为0,而i也维持在In上 (5)3-t4阶段 此阶段的等效电路如图2(e)所示。 从t3时刻,由于t3)=0,Ds1和Ds2关断,故该阶段v保持在最大值 VCS(MAX,vcr、itr 也仍保持为0,说明零电压电容Cr的能量凵经全剖转移到缓冲电容Cs中,木阶段无源软廾关 辅助电路不参与电路⊥作过程, boost变换器⊥作在止常的PWM状态,且is-Iin。t+4时,开 关S关断。 从t1一直到t4时刻之前,由于开关S一直闭合,所以v=0。 (6)t4-t5阶段 此阶段的等效电路如图2(f)所示 从t4时刻开始,开关器件S关断,is-0。电源电压Ⅴi一路经L、Dsl给Cr充电,vcr从0开 始上升,又由于v不能突变,故开关S的电压v在4时刻被钳位在0,随后由于与零电压电容 Cr的并联关系,ws随着vcr起上升,从而实现有源开关器件的零电压关断;另一路则经过L、 山国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn Ir、Cs、Ds3向负载供电,同吋Cs中的能量也将回馈给负载,vs「降,L则由0川始正冋增 大 t=t5时,vc(t5)=Vs(5)=Vo,这是由于缓冲二极管Ds1、Ds2、Ds3保证了开关S的关断电 压不会超过vo。同时由于缓冲电容Cs放电,所以vcs(t5)vcMx,不过此时Cs的能量并没 有完全回馈给负载端,枚这时的电压也不为0。 (6)t5-16阶段 此阶段的等效电路如图2(g)所示。 该阶段开关器件仍然处于关断状态,i=0。从时刻开始,零电压电容Cr的电压vcs被钳 位在Vo,即 VcrOMAXI=Vo。电源电压继续经L、Lr、Cs、Ds3向负载供电,同时Cs中的能量也 继续叫馈给负载,直全在6时刻,Cs电压降为0,即vc、(6)=0 在Cs能量回馈的同吋,i也将继续增大,直至在t6时刻达到I1n,显然这也是i所能达到 的正向最大值。 此后从时刻开始,变换器亘新工作在PWM状态,回归到第一种运行模式,开始下 个周期的包含七种模式的工作。 由以上各工作模式分析可知:当开关器件S导通时,由于i=Imn,电感电流不能突变 使得开关器件S的电流i从0开始上升;当开关器件S关断时,由于vcr0,电容电压不能突变 把开关电压v针位在0上:当电源电压V对Cr充电时,开关电压v才开始上升,从而实现零电 流开通和零电压关断,并且最大开关电压被钳位在Vo。也就是说,这种新型无源无损软开 关Boos变换器在没有增加开关应力的情况下,实现了零电流开通和零电压关断。 根据以上的分析,可以得出该Boos变换器电路的主要电气变量在这七和运行模式的大 致波形,如下图3所示。图中包括is、i、v、v、vs五个量,分别代衣通过开关器件S 的电流、通过零电流电感Lr的电流、开关器件S两端的电压、零电压电容(r两端电压以及 缓冲电容Cs两端的电压。 山国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 图3软开关条件下的 Boost变换器各电流和电压波形图 基于 下的模型仿真 仿真模型参数的选取 根据上文对无源无损软廾关工作原理的分析,现具体建立一个软廾关电路模型。其中主 电路元件参数的选取可独立于软开关电路元件参数。根据一般 Boost结构变换器电路的参数 设定,取输入电压Ⅴi=100V,主电路电感L=lmH,滤波电容C=330u,负载R=2002,开 关器件S的开关频率设定为fs=100kIz,占空比设为D=0.5 无源无损软开关电路元件的参数设定则有一些要求P 设定软开关电路中的元件参数是为了使得主电路中的开关器件S工作于软开关条件之 下,它们的选取是不影响未加软开关前的电路工作的。但是如果选不好,就会影响软开关的 工作效果 就图2而言,时间段t12不应过小,否则开关电流上升速度过快,使得电磁干扰变大, 所以选取零电流电感Lr时,应注意其不宜选得太小。但也不能选得太大,否则廾关电流上 升速度太慢,L作中的损耗变大,甚至会影响原电路的L作。综合分析,可选取Lr的大小 为1l 零电压电容Cr和缓冲电容Cs的选取也有一定的讲究。一般来说,Cr不宜大于10nF, Cs的大小应该要大于Cr的20倍以上。基于这样的原因进行考虑,可选取Cr=3nF,Cs=69nF。 7 山国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 廾关器件S选取为N沟道的电力 MOSFET管,其模型及与电路中的四个二极管的模型 均采用 PSpice的固有仿真模型。 基于 下的模型建立与仿真 图4为未加无源无损软开关结构时的 Boost变换器基于仿真软件 PSpice的仿真电路。 图4未实现软开关功能时的 Boost变换器电路 对之进行仿真,就可得到开关器件S的漏极电流波形和漏极与源极间的电压波形(为 与前面理论分析时的代表符号保持一致,这里也分别记作i和vs)。图5为v和is在三个 开关周期Ts内的波形图。 图5未加软开关时的开关器件电压和电流波形图 可以看到,在开关器件S开始闭合,电压w跳变为0的时候,漏极电流i有一个瞬间 的冲击, di/dt非常大,将之进行放大处理,如图6 山国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 图6is波形尖刺放大 图6可以看出,时间从40.01005ms过渡到40.01010ms时,is值从0冲到35A左右 而此时ⅴ还处在下降为0的过程中,并未完全至0,这样,开关S在关断过程中出现电流 与电压的交叠区,产生了工作损耗。 此外,开关管S关断时也未实现零电压关断,将图5波形局部放大,可得图7。 图7“硬开关”下的开关管关断波形图 在图4的基础上加上无源无损软开关调节电路,如图8: 图8含软开关调节电路时的 boost变换器电路 9 山国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 通过仿真,得到关器件S的漏极与源极间的电压vs和漏极电流is在三个川关周期Ts 内的波形,如图9 图9实现软开关功能时的开关器件电压和电流波形图 山图9可看出,原先的那个“尖刺”消失了,开关管较好地实现了零电压关断和零电流开 通。并且图3所示的理论波形相对照,也是符合得很好 其他三个重要量Lr上的电流inr、Cr两端电压vr和Cs两端电压vs,它们在三个开关 周期Ts内的波形如图10所小: 图10ir、r和vs的仿真波形 和图3所对应的理论波形进行比照,可以发现波形是基本一致的(讠、is幅值等于Iin 时的波形并不平直,是因为实际情况下输入电流in并不是恒定的),vs、ve的最大值均等 于输出电压V的值,这也验证了上文无源无损软开关理论分析的正确性。 本文再将仿真时间延长至100ms,看看两种电路分别得出的输出电压ⅴo的波形图,如 图11和图12: 10

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