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单载波空时协作系统中的信道估计方法,程小飞,,针对单载波频域均衡(SC/FDE)与分布式空时编码(DSTBC)相结合的单载波空时协作系统进行了研究,给出了放大转发(AF)协作协议下单载波空时��
国武技论文在线 http:/www.paper.edu.cn 不难发现对式(2)做简单的复数乘法即可完成均衡,当ISI很严重吋,其运算复杂度远远 75小于时域均衡。将均衡后的新信号重新变回到时域进行信息的解码和判决。 单载波空时协作方案 以蜂窝移动通信系统中两个移动终端的协作为例,协作模型如图3。源节点(S)通过与中 继节点(R)舶的协作向目的节点(D发送信息。各节点均采用单天线进行发送和接收,且均采用 半双工操作方式。与文献[3介绍的两用户协作模型有所不同的是,这里各个节点之间的信 80道均为多径瑞利衰落信道,假设时划各个节点之间的信道冲激响应分别为; ()=[((0,((①),,(()1(=[((O,()…,():-[((O),((1),'()这里假 设信道为多径慢衰落信道,((=,,)为零均值的独立复高斯向量,其方差为 l0,o2(1)…()且∑。a2()=1( )。噪声为加性复高斯自噪声。 R 85 图3两用户协作模型 Fig 3 The cooperation odel of two users 源节点编码方案 为有效的克服频率选择性衰落,采用 SC/FDE传输方案。源节点采用的编码方案与图1 90相似,只是这里需要在插入CP前对数据块进行 Alamouti-like空时编码,由于 SC/FDE是 种基于分块传输的通信系统,需要采用适合此类系统的空时编码方案,Aaπoui-like空时编 码正是·种针对数据块的空吋编码方案,它是 alamouti空时编码方式的种衍生。假设数 据以大小为的数据块的形式传输,采样速率为1,假设第2-1和2时隙待发送的数 据块为2-1=[21(0,2-1(1)… )]和2=[2(0).2(1),…,2(-1)]。其 95中,21(),2()∈,(为数字调制有限符号集,如 等) 和4为经 Alamouti-like空时编码后形成的空时矩阵结构的每一部分, Alarmouli-like编码规 则如下: 4-3 -[ 其中为×的循环反转矩阵,定义为: 3 国武技论文在线 http:/www.paper.edu.cn 0 00 0 100 10 00 对经以上处理后的数据块(=4-3,…,4)加入循环前级形成调制信号等待发送, 其中循环前缀的长度要大于(=0.,2)的最大值。.用四个时隙进行数据发送,第4-3时 隙和第4-2时隙为广播阶段,由源节点以广播的形式将两个数据垗连续发送至中继节点 和目的节点;第4-1时隙和第4时隙为协作阶段:中源节点和中继节点同时向目的节点 105连续发送两个数据块 传输时隙结构及目的节点处理方案 在放大转发(AF协作协议下,中继节点(R)在接收到源节点(S)发送给目的节点D的信息 后,对该信息不做任何处理,直接将信号放大后,转发给目的节点,由目的节点接收并译码 中继采用AF协作协议时的时隙结构见表1。可以看到这里的空时编码在源节点完成,不要 110求中继具有空时编码能力,只需按照基本协作协议转发源节点发来的信号。 表1AF协议下单载波空时协作系统的时隙结构 Tab. 1 The time slot structure of single carrier space-time cooperation system based on Amplify and Forward protocol 择阶段 协作阶段 时隙4-3 时隙4 时隙4-1 时隙4 源节点 发 发 发 发 中继节点 4-3 收 发B4-3 发B42 目的节点 收 收 收 收 115 假设(=,;=4-3,…,4)为加性高斯白噪声矢量,均值为0,方差为2 在四个发送时隙内信道衰落系数保持不变,即()=( 且信道衰落是相互独立变化的。 广播阶段,根据第1节的理论分析可知,中继节点和日的节点的接收信号 120和(=4-3,4-2)的频域表达式为 3=√A·(43) (5) A 4-2 (4-2) A·(43)+(43 A·(4-2)+(4 (=,,)是为补偿各个路径之间可能存在的路径损失各个节点发送功率。中 继节点将接收到的信号43和42乘以放大因子B=√/( 4 国武技论文在线 http:/www.paper.edu.cn 125保让转发到目的节点信号的平均能量为单位1。 0 ,其 对角元索等」信道冲澂响应=[(0),(1),…,()(=,,)的阶DFT系数。 、和分别为、和(=4-3,4-2)的N阶DFT变换矢量。 协作阶段:按照表1发送方案,目的节点在第4-1和4时隙目的节点将接收信号 (=4-1,4)的频域形式可以表示为: 4-1 B (4-1) 130 AA42+√A4+ (4) 将式(5)带入到()得到: 4-1 4=BA.A 4-1 ∧·A +√A+ (4) 由于(=4-3,…,4)是具有 Alamouti-like空时结构的数据块,其频域形式具有如 下伫质: 135 将式(9)代入到式(6)和式(8)并对对连续四个时隙的接收信号(=4-3,4)整理 有: A O =A 10) A (11) A 140 显然,A和∧为正交矩阵。对式(10)和式(11进行最人比合并,得到: A +A (12) 其中A为对角阵: ∧=A·A+A·A B AA + 0 (13 0 A2+2A 于是可以对式(12)釆用ZF或者MMSE均衡。然后对均衡后的信号变换到时域完成解码 145和判决 单载波空时协作系统中的信道估计 信道佔计准则 信道估计的方法有很多种,通常分为基于训练序列和旨估计算法两种。但由于盲估计算 国武技论文在线 http:/www.paper.edu.cn 法存在复东度高,并且收敛速度慢的缺点。本文主要讨论基于训练序列的信道估计方法 150 单载波空时协作系统系统常用估计方法是既发送训练序列又发送数据信号,接收机根据 导频做信道估计,而后对数据进行均衡解调。为了方便接收机对信道进行实时估计(信道县 有时变特性)合理的做法是训练序列和数据交替发送。但不是所有的随机序列都适合做单载 波空时协作系统的训练序列,单载波空时协作系统要求其训练序列的时域PAPR较小,以便 可以使用线性范围较小的功率放大器,另外其频域PAPR也不能太大,否则会降低信道估计 155的精度。为此 Newmann在1965年提出了时域和频域均具有较小PAPR的序列η,称为 Newmann序列。 Newmann序列的产生方法如下 设定序列的幅度为,则可由下式得到长度为的 Newmann序列: (14) 信道估计任务就是利用接收到的信号{}(=0,…,)和已知的训练序列 160{}(=0,1,…,),估计出信道冲击响应或者信道频率响应。常用的信道估计算法包括最 小半方(LS)算法和最小均方误差(MMSE)算法。MMSE算法具有很好的性能,但其算法复杂 度高,且需要凵知信道的二阶统计知识,而通常信道是未知且可能是变化的,这一点阻得了 它的实际应用。 最小平方①LS)算法就是在不考虑噪声的条件下,估计信道的冲击响应向量 165 。采用最小平方(S)算法得到信道冲击响应的频域什计值为 0, (15) 其中{}、{}(=0…,-1)分别为{}、{}(=0,1,…,)的阶离散傅 立叶变换的系数。算法简单,但是由于没有考虑到接收信号中的噪声的影响,当信号中 含有噪声时,其估计精度会降低 170 针对IS算法精度差和MMSE算法运算量大并且需要预知导频自相关矩阵的缺点,本 文采用一种基于DFT的信道佔计算法,该算法可显著降低噪声对[S信道佔计精度的影响。 首先,用IS佔计算法得到粗略的信道频域计: (=0 16) 然后将频域估计做N点IDFT变换到时域,得到信道冲激响应(CIR 2丌 175 (=0.1-1) (17) 假改循环前缀的长度为,大于信道冲击相应的长度,循环长度以外的能量就应该 是干扰噪声,不含信道信息,故可以将它们做置零处理,循环前缀以內的佔计值保持不变。 因此,我们可以得到去噪后的信道估计: (18) 180 然后将去噪后的估计值做N点DFT变换得到信道的频域估计: 1) (19) 国武技论文在线 http:/www.paper.edu.cn 对于采样间隔信道而言,在时域大部分能量都集中在有限的儿条多径上,其余的大部分 项都只包含噪声而不包含信道功率,所以在时域对于循环前缀以外的项可以倣简单的置零处 理 185 信道估计方案 当中继节点采用AF协议时,中继节点对接收信号只是进行简咩的放大转发,中继节点 即使配有信道估计器,对数据也不进行译码,不能获得源与中继节点之闩的信道估计值,因 此目的节点必须要获得源到中继、中继到目的的两跳信道的等价信道估计值。另外在单载波 空时协作系统的协作阶段,目的节点接收到的信号为中继节点与源节点信号的叠加,通过 190组训练序列无法实现两段信道的估计值,因此这里采用两组训练序列解决这问题 假设在己分块的信息的某一位置插入的两组训练序列和2,其设计准则为: L(0),(1),,(-1) ["(0)."(-1),…,(1)] 其中;为×1阶 Newmann序列,对,和,进行 Alamouti-like空时编码得到 n2 将x(=1,…,4)加入循环前缀后按表1的协作方案进行发送。在广播阶段,源节点向 中继和目的节点发送训练序列x和x2,经多径信道传输后,协作节点与目的节点的接收信 号为 (22) A A 2 200 协作阶段:中继节点向目的节点转发和2,此时源节点向目的节点发送送训练序列 X3和x4,目的节点的接收信号可以表小为 BAA (23) BA A 其中1=[(0,(1),…,(-1)]为1的N阶傅立叶变换系数,令1=(1-2)/2, 2=(3-4)/2有: =12=A 205 (23) BA 国武技论文在线 http:/www.paper.edu.cn 即: () (24) 2( 其中1()、2()和()为已知向量,可以采用LS、MMSE、和DFT等估计算法 得到√ ()和√B()()(=0…,-1)的估计值,于是叫对训练序 210列之后的数据如式(12)做ZF或MMSE均衡,对均衡后的信号变回到时域进行信息的解调 决 仿真结果及分析 下面通过 MATLAB仿真对 SC/FDE系统的信道估计算法进行分析比较。如图4至图6 所示。发送数据帧每帧长度为512,共发送100帧,采用160AM调制;FFT运算点数为128: 215训练序列采用 Newmann序列;序列长度为128:CP长度为16;每间隔10个数据块插入 块训练序列:信道釆用SUI3多径模型;均衡采用MMSE准则。 图4是单载波空时协作系统中,对LS、MMSE、和DFT三种估计算法得到的信道频域 估计值与真实值之间的均方误差的比较。LS估计的性能是最差的,这个主要是因为 LS算法忽眳了噪声的影响。基于DFT的估计算法性能比LS佔计效果好,因为该算法在时 220域进行了去除噪声的处理,因此性能得到∫提髙。而MMSE算法性能最优,因为它利用了 精确的信道统计特性,但是它的复杂度是最高的,并且一般来说在实际系统中信道的特性和 噪声的方差值是木知的。 MMSE DET 品a20 三三三主三三三王三三=王三三三=三=== SNR/dB 图4不同估计算法下信道频域响应的MSE比较 5 Fig 4 The Mse comparison of channel frequency response when adopts different estimation algorithms 图5给出了在基于DHI算法下, SC/FDE系统采用 Newmann序列和采用普通数据帧作 为训练序列得到的佔计结果的MSE。从图5我们可以得出,采用 Normann序列作为训练序 列比采用16QAM和QPSK随机序列能获得更好的估计精度,这是因为16QAM和QPSK随 230机序列的频或包络均是是非恒定的,从而影响了信道估计的精度。 8 国武技论文在线 http:/www.paper.edu.cn 三三三三宝三三三三 16QAM序列 生 练序列 SNRdB 图5 SC/FDE系统中采用不同训练序列时信道频域响应的MSE比较 Fig. 5 The MSe comparison of channel frequency response when adopts different channel training sequences in the carrier/frequency domain equalization system 235 图6给出了采用 Newmann序列作为进行频域信道估计、采用基于DFT估计算法时,单 载波协作分集系统误码率曲线,并与采用真实的信道特性做均衡的结果进行比较,在误码率 为104时,两者性能约有25dB性能差异,由此可以看到木文提出的信道估计方案能够达 比较理想的估计效果 均衡时采用信道估计值 均衡时米用信道真实值 三引 101214161820 240 SNR/dB 图6采用 Newmann序列做信道估计时 SC/FDE系统误码性能 Fig. 6 The performance of SC/FDE system BER when adopts Newmann sequence 结论 245 木文给出了AF协议下的单载波空时协作系统的信道估计方法,首先对 SC/FDE技术原 理进行了数学推导,然后讨论了单载波空时协作系统中源节点编码方案、传输时隙结构及目 的节点处过程。接着介绍了LS、MMSE及DFT三种信道估计算法,最后重点讨论了单载 波空时协作系统中发送训练序列的设计方法,推导了该系统信道估计实现过程。最后通过 MATLAB仿真验证该方法的有效性 250 9 国武技论文在线 http:/www.paper.edu.cn 参考文献 [1] Sendonaris A, Erkip E, Zhang B User cooperation diversity-Part l: System Description [J]. IEEE Trans.on 255 Communications,2003,51(11):1927-1938 [2] Sendonaris A, Erkip e, Zhang B User cooperation diversity-Part Il: Implementation aspects and performance analysisJ. IEEE Trans on Communications, 2003, 51(11):1939-1948 [3] Lancman JN, WomcllG w. Distributcd spacc-timc coded protocols for exploiting coopcrativc diversity in wireless network [J]. IEEE Transaction on Information Theory, October 2003: 2415-2425. 260[4]李彦呈,葛建华,高明,一和基丁OFDM的空时协作方案[华南理工大学学报,2009,5.12-16 [5 Falconer D, Ariyavisitakul S L, Benyamin-Seeyar A, et al. White Paper: Freqency Domain Equalization for httpwww.sce.carleton.ca/bbwipaperswhitepaperzplb> Single-Carrier Broadband Wireless Systems[OL]-[2002-0 [6]AL-DhahirN. Singlc carrier frcqucncy domain equalization for spacc-timc block codcs transmissions ovcr 265 frequency-selective fading channels[J]. IEEE Conmmun. Lett, vol5, 2001: 304-306. Newmann D.L. An LI extremal problem for polynomials. Proc. Amer. Math. Soc, Dec 1965, vol 16: 1287-1290 [8] Edfors O, Sandell m, van de beek, et al. Analysis of dFT-based channel estimators for OFDM[]. Wirel. Pers Commun.,2000,12(1):55-70 270 10

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