论文研究-VHF频段电台256kbps数据传输系统中频率同步方案设计 .pdf

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VHF频段电台256kbps数据传输系统中频率同步方案设计,朱萌,尹长川,本文在对已有载波频率同步算法研究分析的基础上,针对VHF频段FM电台256kbps数据传输系统特性,提出了适用于高速GMSK数据传输系统的接��
山国武获论文在丝 http:/www.paper.edu.cn 组件来实现,其框图如图1所示: T → + ACCUMUL ATOR 图1基于预同步头同步算法DSP处理框图 下面给出该频率同步算法在AWGN信道下的仿真结果如图2所示 00 Freq Offset 2000Hz 180 Freg. Offset 1000Hz 140 120 2 Eb/No 图2频率估计标准差 图2横轴表示仿真信噪比,纵轴为相对」理论值的估计标准差,图中两条曲线分别代表 信号中存在1000z和2000Hz频偏吋,频偏估计算法估计标准差随信噪比的变化情况。分 85析可知,频偏越大,算法估计精度越差,估计标准差在低信噪比是有较大的波动,而同一频 偏存在条件下,随着信噪比的提高佔计偏差越来越小,当信噪比大于12dB时,频率估计偏 差趋于稳定,即在髙信噪比下此频率估计算法可以达到稳定精确的频率估计。 12基于辅助数据的载波频率估计算法 在EDGE系统中应用AFC( Automatic Frequency Correction)在通信建立之前发送特定突 ∞0发对频偏进行校正,此部分算法将AFC进行扩展,使其频率校止可适用于止常突发中的训 练序列和其他指定数据,实现通信建立之后的突发数据之间残留频偏的实时纠止。该算法通 山国武获论文在丝 http:/www.paper.edu.cn 过将接收到的信号与判决信号做相关,求得频偏估计结果,然后再对接收信号进行频偏补偿, 解调输出。具体实现流程如图3所示: BUFFER TRAINING SYMBOLS TRAINING AND FILTER BOLS SOFT HARD FREQ. EST CORRECTOR DE- ROTATED BURST RAN|NG八ND FILTER TAIL SYMBOLS 图3估计算法流程图 由于固有训练序列长度有限,仅利用训练序列估计时精度不够等原因,需要利用额外数 据来实现频偏的较精确估计,对于额外数据长度的选取需满足以下条件: MCRB(N,+ Nadd) eno<fo, AN +Namo<r/8, (8) 具中,MCRB为 Mengali和 D'Andrea提出的频偏估计均方误差的参考下限,θ为估计 100用时间间隔内相位偏移,Q为计算复杂度 算法实现框图如图4 FilterHard Outpu:, whole burst Corrector Frecuency Offset 3 1 Filter 图4估计算法框图 框图中各部分的具体描述 4 山国武获论文在丝 http:/www.paper.edu.cn 1051最小均方估计 均衡器参数佔计利用LS准则 arg min ∑-Hx+owy (9) W参数可由以下等式求出 W=R+8P R=∑Z2zn (10) TrainIng P=∑SZ Training 110 其中,δ为正则项系数,求和表达式中 Training表示求和范围为仅对训练序列符号计算 表达式的值; 2判决反馈FIR滤波器 滤波器符合以下条件: yn=A米X+B*Y (l1) 115 其中,xn=rn2)为接收缓冲区的输出数据,yn为判决反馈数据 3频偏佔计 频偏估计方法使用滤波器滤波后的接收信号和判决反馈的数据信号做相关得出估计结 果 频偏估计公式: 120 f g∑Gm) (12) (N,+1)7 =1 其中, G(m) N-m2(1)(1-m),1≤m≤Nm (13) ln=nsn=e (2x/0n+)+v2 Na一般取值N/2。 4频偏校正 125 般频偏校正采用的方法为直接在接收端信号上乘以频偏估计得出的频偏对应的相位 补偿值,通过改变信号相位的方法,达到纠正频偏的效果。 2000 19B0 1150 三bN 图5频偏为1000Hz和2000HLz时估计均值 山国武获论文在丝 http:/www.paper.edu.cn 1800 =→--Ften1.Oset2000H Freq Offset 1000Hz 1400 1000 400 15 Eb/No 130 图6载波频偏佔计标准差 图5和图6为载波频偏估计仿真结果,图中橫轴表示仿真信噪比,分别仿真1000Hz和 2000Hz频偏下,频偏估计算法估计结果的均佰无偏性和估计标准差。图5纵轴表示不同信 噪比下对于接收数据1000次频率估计的均佰偏移情况,图中可以看岀在小频僱情况下,估 计均值的收敛速度较快,即在较低信噪比情况下就有良奷的估讣准确度,但在高信噪比的情 135况下,大频徧和小频偏的估计精度基本相冋。图6的纵轴表小频徧估讣标准差随信噪比增大 的变化趋势,仿貞结果中可以看岀在低信噪比情况下算法估计偏差较大,基本处于不可用状 态,只有当信噪比足够大时(大于20dB),估计方差才减小到可接受范围内,并且估计方差 不随频偏的诚小而减小。 13一种定时信息无关的闭环频率估计算法 140 频率跟踪环路鸴用在数字接收链路中用于接收信号的载波频率冋步,其中的主要组成部 分就是频差检测器阿。木部分的闭环频率同步算法适用」二进制连续相位调制信号,且与时 钟是否同步元关,算法理论基础同样为最大似然估计和劳伦特分解理论。 MSK类型信号经过AWGN信道传输后,接收到信号有如下公式衣示: r()=S()+w() (14) s() 145 式中ⅴ即代表信号载波频率偏移量,θ和τ分别代表信道传输引入的相位偏移量和时间 廷迟。最终的日标就是利用似然函数估计方法求得载波偏移量,因而首先假设θ、τ及信息 数据为随机变量且与频偏ⅴ无关,其中θ和τ分别为(0,2π)和(0,T)上均匀分布的随机变量。 首先,将信号表达式依据劳伦特分解改写为如式(15)形式 s(v,0, t, (am 3)=0/(x-0 /2E s ∑amhn(t-iT-r) (15) 150 定义从信道输出信号观察区间为(,K),则似然函数公式可写为如式(16形式: A(v,62,,{an 3)=exp\ I (16) Ree"∑∑ x, (kT+r)am, k 其中,xn()为r(te2经过匹配滤波器的输出信号,即 山国武获论文在丝 http:/www.paper.edu.cn xm2(1)=|r()e2mb2(-z)z (17) 按照常规思珞,首先应该求得式(17)对」频率ν的边缘似然函数公式,然后求得其取最 155大值时频率v的值即为所得,但是不幸的是,这种方法在推导的过程中过」复杂,很难处理, 只能得到近似的结果,因而假设在低信噪比的情况下,采用似然函数表达式改写为军级数相 加的形式,以寻求解题途径。将似然函数公式做幂级数展开形式并利用求期望的方式消去无 关参数得式(18) A(v= (18) 式中的常数及与频率ⅴ无关的比例因子均已舍去,下面利用计算最大值的常用算法,得 到ⅴ的偏早数公式(19) CA(v) kT Imx (19) 式中,采样时间t是在区间0≤tT/2之间任意的一点,欲寻求计算公式中频率v估计 值的方式,但发现等式右边的ⅴ消失了,因此,使用迭代的方式解决此问题 165 v(k+1)=(k)+ye (20) 式中v(k)为第k次估计的频率ν的值,e(k)为偏导数公式第k项的值,们γ为步长参数 在使用上面公式吋首先做两个微小的改变,首先,将第k项和第k+1项的值作为个误差值 e(k,这样就可以以T为周期更新频率值,而不是原来的T2,然后,为了使计算量尽量减 小,可以将M用M(M≤M来代替,最终,得到如式(21)的误差公式 170 e(k)=r∑m{xn(4212)2(m)+xn(4)( (21) 式中, 4,=kT+Lo 仝kT-T/2+ (22) ET2/4 此算法的全数字解调应用框图如图7所示: z(k) Frequency Anti-Alias Filter Difference 1/Ts Detector VCO (k) Loop Filter 175 图?闭环频偏估计框图 山国武获论文在丝 http:/www.paper.edu.cn Step: 1000 500 1000 -1500 A 2000 10002000300040005000600070008000g00010000 图8步长对估计结果影 频凇估计算法仿貞如图8所示,四条曲线分别代表存在2000Hz频差的情况下,频率误 差检测在不同步长情况下对频率误差的捕获能力和跟踪误差能力。由仿真结果可以看出,步 180长越大,频率捕获时间越短,但捕获后频率波动性较大。由于采用了闭环反馈结枃,载波频 率同步存在延迟,需要一定的捕获时间,并且有失锁的可能 2同步方案设计 21系统数据帧结构 已知仿真传输系统釆用BTb=0.3高斯最小频移键控( GMSK)调制解调。在GSM系统 185中GMSK调制符号持续时间为T=.0036928s,也即符号速率为1T=1625/6Kbps,约为 270833Kbps。仿真使用的传输系统平台传输速率为256Kpbs,同时采用突发传输模式,规 定一个突发脉冲( Burst)的持续时间为3ms,包含768个比特,突发数据结构如图9所小: 64bt同步头 320bit数据 32bi训练序列 320bit数据 32bit尾数据 768bit 3 ms 图9突发(Burs数据结构 190 Burst结构中的32个尾bit跟GSM系统类似用000来填充,用于帮助均衡器判断 Burst 的起始位和中止位;训练序列是一串已知比特,用于信道估计,并且辅助确定每个 Burst数 据的起始位置,本系统中训练序列长32bit的相关序列,可以使用GSM系统中定义的8组 训练序刎中的任意一种构成,传输系统当前默认采用TS0使用的训练序列;传送的640bi 数据将分为前后两部分,在训练序列的前后分别放置320bit数据,这样处理使得利用训练序 195列得出的信道估计结果更具有代表性。 22频率同步 由前述频率同步算法分析可知,基于已知数据信息的载波频率同步方法性能最好,其中, 每Bust数据的预同步头,可以使用不同的调制方式,如线性调制方式BPSK调制,利用线 性词制频率冋步技术做到较精确的频窣冋步,但这需婓修改已有的调制系统,因而,在现有 山国武获论文在丝 http:/www.paper.edu.cn 200的数字传输系统中为保让原有的调制解调方式不变,预同步头亦采用GMSK调制,通过采 用特殊的码元米改普载波频率算法估计精度,同步中常采用的码元序列如图10所示。 若直接采用随机码字,GMSK调制信号波形并无任何规律,直接用米估计载波频率, 结果并不理想;训练序列码具有良好的自相关性,并且互相关性差,其特点适用于通过相关 得到突发数据起始位置也不利于载频同步;可以利用全1码或10码(即1、0间隔码)经过 205GMSK调制产牛的正弦波做精确的载波频率同步。 具体的载波频率同步过程 0. 15020025030035040045050 a.随机码 b.训练序列 IAMAMAAAI VAIWWWWUWUVHW VVV 210 c仝1码 d.10码 图10不同码字调制波形 a)HFT变换法 由于同步头的64bit数捱为正弦波,因此它的频谱将具有尖锐的单峰特性,其他部分数 据却没有这种特性,所以,可以采用FFT变换的方法来找到同步头,并利用FFT变换 后单峰所在的频率点位置做粗略的频率估计,消除接收信号中人频偏(人于符号速率)的 影响。 2521 225 05 图1164bt10码对应的FFT变换 图1264bit全1码对应的FFT变换 b)基于预同步头的精确频偏佔计 220 基于预同步头佔计的简化表达式如下 丌T(M+1) arg{∑R(k) (23) 山国武获论文在丝 http:/www.paper.edu.cn 由前述算法原理可知,只要表达式右边的加和项的结果在±π范围内,就可以得到正确 的频率估计结果,即满足如式(24)条件 4|<(M+1)T (24) 225 在前述的FFT变换法中,10码和全1码产生的正弦波预同步头能够方便的找到预同步 头的位置,并且佔计FFT峰值频率点位置,而对于不冋码字对频率精确冋步的影响也有所 不同。 如图13为存在1000Hz频偏情况下频率估训结果,如仿真结果所小,在选取不冋码字 的预冋步头情况下,接收端频率估计稳定性和偏差有所不冋。当采用10码字(即32kHz正 230弦波)时,在信噪比10dB情況卜就可以达到载波频偏的无偏估计,并且随信噪比増大估计 准确度也不断提髙,而采用全1码字(即64kHz正弦波)时,在低信噪比情况下,频率估讠 结果偏差很大,不能达到稳定的无偏估计要求,只有当信噪比23dB情况下频率估计结果才 接近准确,且存在固定的估计偏差,需要对算法做进一步的改进。总之,由仿真结果分析可 以得出,10码字对于载波频偏的估计更加准确和稳定,适用于当前硏究的数据传输系统, 235能够做到较为精确的频偏佔计 3000 --10码 2500 2000 1000 1500 图13不同码字估计结果 综上所述,可以首先利用FFT变换法消除接收信号中大频偏的影响,将频偏限制在满 足式(24)范围内,然后利用预先已知的同步头数据做精确的载波频率估计。并且前述方法均 240是前馈方法,实时性较好,不会对后续的解调广生太大影响 3仿真分析 31验证平台 同步方案验证平台采用 Viterbi序列检测均衡解调方式,GMSK解调的总体结构框架如 图14。接收到的基带信号y(t)先经过反旋转滤波器生成适合处理的信号,也即生成可以直接 245判决发送序列的信号y(t):然后对接收信号同步参数进行估计(即频率参数估计),然后利用 本地训练序列sε(t)寻找到接收信号的起始同步点to;随后再利用训练序列信号yea(t通过信 道估计模块估计出信道的特征信息h(t);匹配滤波器利用同步信息、信道特征信息将接收信 号进一步处理为可以送入MLSE解调器进行均衡解调的信号:最后MLSE解调器输岀解调 信息比特r[n]。

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