运算放大器的简易测量.pdf

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运算放大器的简易测量pdf,运算放大器是差分输入、单端输出的极高增益放大器,常用于高精度模拟电路,因此必须精确测量其性能。但在开环测量中,其开环增益可能高达107或更高,而拾取、杂散电流或塞贝克(热电偶)效应可能会在放大器输入端产生非常小的电压,这样误差将难以避免。
DUT的电源电压+Ⅴ和-Ⅴ幅度相等、极性相反。总电源电压理所当然是2ⅹV。该电路使 用对称电源,即使“单电源”运放也是如此,因为系统的地以电源的中间电压为参考。 作为积分器的辅助放大器在直流时配置为开环(最高增益),但其输入电阻和反馈电容将其 带宽限制为几Hz。这意味着,DUT输出端的直流电压被辅助放大器以最高增益放大,并通 过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反馈将DUT输出驱动至地电位。(事 实上,实际电压是辅助放大器的失调电压,更精确地说是该失调电压加上辅助放大器的偏置 电流在100kΩ电阻上引起的压降,但它非常接近地电位,因此无关紧要,特别是考虑到测 量期间此点的电压变化不大可能超过几mV)。 测试点TP1上的电压是施加于DU输入端的校正电压(与误差在幅度上相等)的1000倍 约为数十mV或更大,因此可以相当轻松地进行测量。 理想运算放大器的失调电压(∨σs)为0,即当两个输入端连在一起并保持中间电源电压时, 输出电压同样为中间电源电压。现实中的运算放大器则具有几微伏到几亳伏不等的失调电 压,因此必须将此范围内的电压施加于输入端,使输出处于中间电位。 图2给出了最基本测试—失调电压测量的配置。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000 倍时,DUT输出电压处于地电位。 C1 5 uF R1 R4IIR5 1009 110kQ +15V DUT AUXILIARY OP AMP OTP1 R2 1009 R3 15V 999kg 图2.失调电压测量 理想运算放大器昊有无限大的输入阻抗,无电流流入其输入端。但在现实中,会有少量“偏 置”电流流入反相和同相输入端(分别为I-和]+),它们会在高阻抗电路中引起显著的 失调电压。根据运算放大器类型的不同,这种偏置电流可能为几fA(1fA=10-15A,每 隔几微秒流过一个电子)至几nA;在某些超快速运算放大器中,甚至达到1-2A。图3 显示如何测量这些电流。 S1 5 uF R1 R7 R4|R5 100g 110k9 +15V DUT S2 AUXILIARY OP AMP oT1 R2 R6 1009 R3 15V 999kQ 图3.失调和偏置电流测量 该电路与图2的失调电压电路基本相同,只是DUT输入端增加了两个串联电阻R6和R7。 这些电阻可以通过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时,该电路与图2完全相同。当 S1断开时,反相输入端的偏置电流流入R5,电压差增加到失调电压上。 通过测量TP1的电压变化(=1000b-×Rs),可以计算出Ib-。同样,当S1闭合且S2断开 时,可以测量Ib+。如果先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压,然后在S1和S2均断开 时再次测量TP1的电压,则通过该电压的变化可以测算出“输入失调电流”Ios,即I+与 Ib-之差。R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。 如果Ib的值在5pA左右,则会用到大电阻,使用该电路将非常困难,可能需要使用其它 技术,牵涉到I给低泄漏电容(用于代替Rs)充电的速率。当S1和S2闭合时,Ios仍会 流入100Ω电阻,导致os误差,但在计算时通常可以忽略它,除非los足够大,产生的 误差大于实测Vos的1‰。 运算放大器的开环直流增益可能非常高,107以上的增益也并非罕见,但250,000到 2,000000的增益更为常见。直流增益的测量方法是通过S6切换DUT输出端与1V基准 电压之间的R5,迫使DUT的输出改变一定的量(图4中为1V,但如果器件采用足够大的 电源供电,可以规定为10∨)。如果R5处于+1∨,若要使辅助放大器的输入保持在0附 近不变,DUT输出必须变为-1V。 C1 5μ R1 R4 100g 220kQ +15V DUT 220kQ AUXILIARY S6 OP AMP -O TP1 R2 1009 R3 +1V 15V 999kg 图4.直流增益测量 TP1的电压变化衰减1000:1后输入DUT导致输出改变1∨由此很容易计算增益(=1000 1V/TP1)。 为了测量开环交流增益,需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号,并测量相应 的输出信号(图5中的TP2)。完成后,辅助放大器继续使DUT输出端的平均直流电平保 持稳定 AC GAIN TEST IP R9 O TP2 1nF 999kQ C1 5 uF R1 R4 R5 100g 110kQ +15V DUT AUXILIARY OP AMP R2 1009 R3 15V 999kQ 图5.交流增益测量图5中,交流信号通过10,000:1的衰减器施加于DUT输入端。对于开 环增益可能接近直流值的低频测量,心须使用如此大的衰减值。〔例如,在增益为1,000000 的频率时,1∨rms信号会将100μV施加于放大器输入端,放大器则试图提供100Vms 输出,导致放大器饱和。)因此,交流测量的频率-般是几百Hz到开环增益降至1时的频 率;在需要低频僧益数据时,应非常小心地利用较低的入幅度进行测量。所示的简单衰减 器只能在100kHz以下的频率工作,即使小心处理了杂散电容也不能超过该频率。如果涉 及到更高的频率,则需要使用更复杂的电路。 运算放大器的共模抑制比(CMRR指共模电压变化导致的失调电压视在变化与所施加的共 模电压变化之比。在DC时,它一般在80dB至120dB之间,但在高频时会降低。 测试电路非常适合测量CMRR(图6)。它不是将共模电压施加于DUT输入端,以免低电 平效应破坏测量,而是改变电源电压(相对于输入的同一方向,即共模方向),电路其余部 分则保持不变。 +V(FOR EXAMPLE, +2.5v) S4 B +V+ 1V(FOR EXAMPLE, +3.5v) C1 5 R1 R4R5 1009 110k9 +15V DUT AUXILIARY OP AMP O TP1 R2 1009 R3 15V 999kQ -V(FOR EXAMPLE,-2.5v) S5 (V-1V(FOR EXAMPLE,-15v) 图6.直流CMRR测量在图6所示电路中,在TP1测量失调电压,电源电压为±∨(本例 中为+25V和25V),并且两个电源电压再次上移+1V(至+35V和15V)。失调电 压的变化对应于1V的共模电压变化,因此直流CMRR为失调电压与1V之比。 CMRR衡量失调电压相对于共模电压的变化,总电源电压则保持不变。电源抑制比(PSRR) 则相反,它是指失调电压的变化与总电源电压的变化之比,共模电压保持中间电源电压不变 (图7)。 +V(FOR EXAMPLE, +2.5v) S4 B +V+0.5V(FOR EXAMPLE, +3.0V) C1 5 uF R1 R4|R5 1009 110kQ +15V DUT AUXILIARY OP AMP OTP1 R2 100Q 15V 999kQ V(FOR EXAMPLE,-2.5V) S5 -V+0.5v)(FOR EXAMPLE,-3.0v) 图7.直流PSRR测量所用的电路完全相同,不同之处在于总电源电压发生改变,而共模电 平保持不变。本例中,电源电压从+2.5V和-2.5V切换到+3V和-3V,总电源电压从5∨ 变到6V。共模电压仍然保持中间电源电压。计算方法也相同(1000×工P1/1V。 为了测量交流CMRR和PSRR,需要用电压来调制电源电压,如图8和图9所示。DUT继 续在直流开环下工作,但确切的增益由交流负反馈决定(图中为100倍)。 +V+ 1vsinot R8 C2 9.9kQ 33nF O TP2 C1 5 uF R1 R4|R5 1009 110kQ +15V DUT AUXILIARY OP AMP R2 1009 R3 15V 999kQ -V+ 1Vsinot 图8.交流CMRR测量 +V+0.5vsinot R8 C2 9.9kQ Dianyuan,cor 33nF oTP C1 5 HF R1 R4|R5 100g 110kQ +15V DUT AUXILIARY OP AMP R2 1009 R3 15V 999kQ V-0.5vsinot 图9.交流PSR测量为了测量交流CMRR,利用幅度为1∨峰值的交流电压调制DUT的 正负电源。两个电源的调制同相,因此实际的电源电压为稳定的直流电压,但共模电压是 2V峰峰值的正弦波,导致DUT输出包括一个在TP2测量的交流电压。 如果TP2的交流电压具有ⅹ∨峰值的幅度(2X∨峰峰值),则折合到DUT输入端(即放 大100倍交流增益之前)的CMRR为×/100V,并且CMRR为该值与1V峰值的比值。 交流PSRR的测量方法是将交流电压施加于相位相差180°的正负电源,从而调制电源电压 的幅度(本例中同样是1Ⅴ峰值、2Ⅴ峰峰值),而共模电压仍然保持稳定的直流电压。计 算方法与上一参数的计算方法非常相似。 总结 当然,运算放大器还有许多其它参数可能需要测量,而且还有多种其它方法可以测量上述参 数,但正如本文所示,最基本的直流和交流参数可以利用易于构建、易于理解、毫无问冋题的 简单基本电路进行可靠测量。

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    2019-09-16
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