电源工程师常用的8个电源设计技巧.pdf

所需积分/C币:15 2019-09-13 11:57:25 1.65MB PDF
10
收藏 收藏
举报

电源工程师常用的8个电源设计技巧pdf,本文罗列了电源工程师常用的8个电源设计技巧。助您的设计一臂之力!
电源系统 可以使用后级稳压器或假负载米防止输出端电压在此类情况下升高。然而,由于后级稳压器 或假负载会造成成本增加和效率降低,因而它们缺乏足够的吸引力,特别是在近年来对多种 消费类应用中的空载和/或待机输入功耗的法规要求越来越严格的情况下,这一设计开始受 到冷落。图1中所示的有源并联稳压器不仅可以解决稳压问题,还能够最大限度地降低成本 和效率影响。 C17R14 R16 470μF1.13kg2 2.0 kQ R15 10V1% 1%24k92sA0885 +5V2.5A D8 1N4005 Q5 2N3906 Q4 2N3904 D9 1N4005 +33V,2A C18 470uF 10V RET R13 2 kQ P|-4475-071106 图1-用」多路输出反激式转换器的有源并联稳压器 该电路的工作方式如下:两个输岀端都处于稳压范围时,电阻分压器R14和R13会徧置三极 管Q5,进而使Q和Q1保持在关断状态。在这样的工作条件下,流经Q5的电流便充当5V 输出端很小的假负载。 5V输出端与3.3V输出端的标准差异为1.7Vε当負载要求从3.3V输岀端获得额外的电 流,而从5ν输岀端输岀的负载电流并未等量增加时,其输出电压与3.3V输岀端的电压相 比将会升高。由于电压差异约超过100m,Q5将偏置截止,从而导通Q4和Q1并允许电流 从5输岀端流到3.3V输岀端。该电流将降低5ν输岀端的电压,进而缩小两个输岀端之 间的电压差异。 电源系统 Q中的电流量由两个输岀端的电压差异决定。因此,该电路可以使两个输出端均保持稳压, 而不受其负载的影响,即使在3.3Ⅴ输岀端满载而5V输岀端无负载这栟最差的情况下,仍 能保持稳压。设计中的Q5和Q4可以提供温度补偿,这是由于每个三极管中的VBE温度变化 都可以彼此抵消。二极笞D8和D9不是必需的器件,但可用于降低Q1中的功率耗散,从而 无需在设计添加散热片 该电路只对两个电压之间的相对差异作出反应,在满载和轻负载条件下基本不起作用。由于 并联稳压器是从5V输岀端连接到3.3V输岀端,因此与接地的并联稳压器相比,该电路的 有源耗散可以降低66%。其结果是在满载时保持髙效率,从轻负载到无负载的功耗保持较低 水平。 四采用 StackFETTM的高压输入开关电源 使用三相交流电进行工作的工业改备常常需要一个可以为模拟和数字电路提供稳定低压直 流电的辅助电源级。此类应用的范例包括工业传动器、UPS系统和能量计 此类电源的规格比现成的标准丌关所需的规袼要严格得多。不仪这些应用中的输入电压更 髙,而且为工业环境中的三相应用所设计的设备还必须容许非常宽的波动一包括跌落时间延 长、电涌以及一个或多个相的偶然丢失。而且,此类辅助电源的指定输入电压范围可以达到 57VAC至580VAC之宽。 设计如此宽范围的开关电源可以说是一大挑战,主要在于高压 MOSFET的成本较高以及传统 的PWM控制环路的动态范围的限制。 Stackfet技术允诈组合使用不太昂贵的、额定电压为 600V的低压 MOSFET和 Power Integrations提供的集成电源控制器,这样使可设计出简单 便宜并能够在宽输入电压范闱内工作的开关电源 2-0 vaC IN4D07 1N9O7 IN4007 1N4007 475 a PEKE150AEEL16UF40O4 凸 05W 12,25◎mA A14 15 uF 652 erce iead PHI 105k1 W 10511M 张 10Ω1皆 w RTN IRIFBC20 11W WR4LkH z VR1 A 1N52458 IN4DO7 IN#)O7 IN4D071N40O7 P6150A PC817APcB17粪 本 POKE150A PEKEAA 2 B2X79-C11 PHaBT-0B205 电源系统 图1-采用 StackFEt技术的三相输入3W开关电源 该电路的工作方式如下:电路的输入端电流可以来自三相三线或四线系统,甚至来自单相系 统。三相整流器由二极管υD8构成。电阻R1R可以提供浪涌电流限制。如果使用可熔电 阻,这些电阻便可在故障期间安仝断开,无需单独配备保险丝。pi滤波器由C5、C6、C7、 C8和L1构成,可以过滤整流直流电压。 电阻R13和R15用于平衡输入滤波电容之间的电压 当集成廾关(U1)内的 MOSFET导通时,Q1的源端将被拉低,R6、R7和R8将提供栅极电流, 并且VR1到VR3的结电容将导通Q1。齐纳二极管VR4用于限制施加给Q1的栅极源电压。当 U1内的MUSH关断时,U1的最大化漏极电压将被个由VRl、VR2和VR构成的450V箝 位网络箝位。这会将U1的漏极电压限制到接近450V。与Q1相连的绕组结束时的任何额外 电压都会被施加给Q1。这种设计可以有效地分配Q1和U1之间的整流输入直流电压和反激 式电压总量。电阻R9用」限制开关切换期间的高频振荡,由于反激间隔期间存在漏感,箝 位网终VR5、D和R10则用于限制初级上的峰值电压 输出整流由D提供。C2为输出滤波器。L2和C3构成次级滤波器,以减小输出端的开关纹 波 当输出电压超过光耦二极管和VR6的总压降时,VR6将导通。输出电压的变化会导致流经U2 内的光耦二极管的电流发生交化,进而改变流经U2B内的晶体管的电流。当此电流超出U1 的FB引脚阈值电流时,将抑下一个周期。输出稳压可以通过控制使能及扣制周期的数量 来实现。一旦开关周期被开启,该周期便会在电流上升到U1的内部电流限制时结束。R11 用于限制瞬态负载吋沇经光耦器的电沇,以及调整反馈环路的增益。电阻R12用于偏置齐纳 二极管VR6。 ICUⅠ①LW304)具有内置功能,因此可根据反馈信号消失、输岀端短路以及过载对该电路 提供保护。由于Ul直接由其漏极引脚供电,因此不需要在变压器上添加额外的偏置绕组 C用于提供内部电源去耦。 五使用 Top Switche-GX设计正激式转换器 该电路能确保变压器在怎个周期进行复位,因此可大大简化使用 TopSwitch-GX设计正激式 转换器的过程。 电源系统 CLAMPN RESET SENSING CIRCUIT TORSwitch-GXDL E as winding voltage starts falling, indicating transformer has been reset Bias voltage A〕 P67感了 图1.正激式转换器复位检测方案 检测电路与止激式转换器偏置绕组配合使用可以检测关断期间的电压波形。当此间电压较晑 时,信号会应用于 TopSwitch-GXL引脚,使其断开与S引脚的连接,从而抑制内部 MOSFET 开始另一个导通周期。当偏置绕组上的电压信号开始衰弱时,即表示变压器已经复位,L引 脚与S引脚相连,开关已开启。 六选择好的整流二极管可以简化AC/DC转换器中的EMI滤波器电路并降低其成本 该电路可以简化AC/DC转换器中的EMI滤波器电路并降低其成本。 电源系统 要使AC/DC电源符合EMI标准,就需要使用大量的EMI滤波器器件,例如Ⅹ电容和Y电容 AC/DC电源的标准输入电路都包括一个桥式整流器,用于对输入电压进行整流(通常为50-60 Hz)。由于这是低频AC输入电压,因此可以使用如1N400X系列二极管等标准二极管,另 个原因是这些二极管的价格是最使宜的。 这些滤波器器件用于降低电源产生的EMⅠ,以便符合已发布的EMI限制。然而,由于用来记 录EMI的测量只在150kHz时才开始,而AC线电压频率只有50或60Hz,因此桥式整流器 中使用的标准二极管(参见图1)的反向恢复时间较长,且通常与EMI产生没有直接关系。 然而,过去的输入滤波电路中有时会包括一些与桥式整流尜并联的电容,用来抑制低频输入 电压整流所造成的任何高频波形。 如果在桥式整沇器中使用快速恢复二极管,就无需使用这些电谷了。当这些二极管之间的电 压开始反向时,它们的恢复速度非常快(参见图2)。这样通过降低随后的高频关断急变以 及EMI,可以降低AC输入线中的杂散线路电感激励。由于2个二极管可以在每半个周期中实 现导通,因此4个二极管中只需要2个是快速恢复类型即可。同样,在每半个周期进行导通 的两个二极管中,只需要其中一个二极管具有快速恢复特性即可。 D1 D3 Stray Line Inductance DC Input to Power Supply (VAC bus AC Input (VAC in) D2 D4 P-4690-050207 图1.在AC输入端使用桥式整流器的SMPS的典型输入级 电源系统 yDC BUS WAG in Reverse current and recovery Fast dode does snap ol diode no刮 SL鲁 currert 4月81-052507 Snap causes high frequency harmonics 图2.输入电压和电流波形显示了反向恢复结束时的二极管急变。 七浮动恒流源允许超宽范围的输入电压 对 Power Integrations的多数产品而言,数据手册中限制的用于桷保止常启动和起作用的最 小漏极电压为50V。但是,如果通过外部电源向旁路引脚馈电,则芯片可接收外部供电, 且即使在较低的输入电压下也可启动和工作。 电源系统 From Rectified Ac Input RS 2 VR1 3R2 D1 T。 BP pin P|-4202507 Constant Current 图1.功率控制器的浮动恒流源电路 图1所示的启动电路为浮动恒流源,它为舉个输入电压范围内的 TinySwitch-II的旁路(BP) 引脚提供大约600μA的恒流。 但流值由R2和VRL确定: I=-FRI-VOi BC R2 该电路源自基本的单晶体管电流源。该电路采用了一个齐纳二极管,为Q2(NPN)的基极引 岀端设置参考电压,并以此对流经电阻R2的固定电压进行编程,从而设置恒流值。然而, 鉴于输入电源范围的异常宽广性,参考齐纳二极管的偏置电沇在很大范围内会有所差异。这 将导致功率耗散增加及编稈的恒流发生偏移 要克服上述难题,需要由其他的电流源(由Q1(PN)与R形成)提供偏置电流。将等同于 V的恒压强加于R1,这样可为整个工作沱围内的参考齐纳二极管提供偏置电沇补偿。 品体管Q2以较低输入电压提供恒流,而Q1则以较高的输入电压提供恒流。图2显小了电流 流经Q和Q2时的模拟结果。输入电压达到大约50ⅦDC时,Q2将提供恒流。输入电压达到 50VDC及以上时,经过Q2的电流将减弱,而经过Q1的电流则呈线性増加。输入电压达到 最大值375ⅦDC时,则主要由Q1提供恒流。 R3用于限制整个电路在输入电压最大时的输入电流 电源系统 1. O MA 0. 5 MA 0A 8no mA 500 mA 0A gw50v100w150y200250300y350 y v3 图2.超过输入电压时的晶体管电流与总的旁路(BP)引脚电流 非线性电流由于齐纳极管VR1的非线性活动而上升。输入电压大约为60WDC时,齐纳 极管廾始有电压。 八用软启动禁止低成本输出来遏制电流尖峰 为满足严格的待机功耗规范要求,一些多路输出电溟被设计为在待机信号为活动状态时断开 输岀连接。通常情况下,通过关闭串联旁路双板晶体管(BJ或MOSF即可实现上述目的。 对于低电流输岀,如果在设计电源变压器时充分考虑到晶体管的额外压降情况,则BJT可成 为 MOSFET的合适替代品,且成本更为低麻 图1所示为简单的BJI串联旁路开关,电压为12V,输出电沇强度为100mA,并带有超 大电容(CL0AD)。晶体管Q1为串联旁路元件,由Q2棖据待机信号的状态来控制其开关。电 阻RI的值是额定的,这样可确保Q1有足够的基值电流在最小Beta和最大的输出电流下以 饱和的状态工作。PⅠ建议额外添加一个电容器(Cnew),用以调节导通时的瞬态电流。如果 不添加Cnew,Q1在导通后即迅速进入电容性负载,并因而产生较人的电流尖峰。为调节该 瞬态尖峰,需要增加Q1的容量,这便导致了成本的增加。

...展开详情
试读 11P 电源工程师常用的8个电源设计技巧.pdf
立即下载 低至0.43元/次 身份认证VIP会员低至7折
一个资源只可评论一次,评论内容不能少于5个字
您会向同学/朋友/同事推荐我们的CSDN下载吗?
谢谢参与!您的真实评价是我们改进的动力~
关注 私信
上传资源赚钱or赚积分
最新推荐
电源工程师常用的8个电源设计技巧.pdf 15积分/C币 立即下载
1/11
电源工程师常用的8个电源设计技巧.pdf第1页
电源工程师常用的8个电源设计技巧.pdf第2页
电源工程师常用的8个电源设计技巧.pdf第3页

试读结束, 可继续读1页

15积分/C币 立即下载 >