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LLC谐振变换器中MOS失效模式分析.pdf.pdf
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LLC谐振变换器中MOS失效模式分析.pdfpdf,LLC_谐振变换器中_MOSFET失效模式的分析.pdf
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© 2009 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com
Rev. 1.0.0 • 2/16/11
AN-9067
LLC 谐振变换器中 MOSFET 失效模式的分析
摘要
提高功率密度已经成为电源变换器的发展趋势。为达到
这个目标,需要提高开关频率,从而降低功率损耗、系
统整体尺寸以及重量。对于当今的开关电源(SMPS)而
言,具有高可靠性也是非常重要的。零电压开关(ZVS)
或零电流开关(ZCS) 拓扑允许采用高频开关技术,可以
最大限度地降低开关损耗。ZVS拓扑允许工作在高频开
关下,能够改善效率,能够降低应用的尺寸,还能够降
低功率开关的应力,因此可以改善系统的可靠性。LLC
谐振半桥变换器因其自身具有的多种优势逐渐成为一种
主流拓扑。这种拓扑得到了广泛的应用,包括高端服务
器、平板显示器电源的应用。但是,包含有LLC谐振半
桥的ZVS桥式拓扑,需要一个带有反向快速恢复体二极
管的MOSFET,才能获得更高的可靠性。本应用笔记讨
论了LLC谐振变换器中潜在失效模式和机理,并为防止
失效,提供一种简单、高性价比的解决方案。
引言
在功率变换市场中,尤其对于通信/服务器电源应用,不
断提高功率密度和追求更高效率已经成为最具挑战性的
议题。对于功率密度的提高,最普遍方法就是提高开关
频率,以便降低无源器件的尺寸。零电压开关(ZVS)拓
扑因具有极低的开关损耗、较低的器件应力而允许采用
高开关频率以及较小的外形,从而越来越受到青睐
[1][2]
。这些谐振变换器以正弦方式对能量进行处理,开
关器件可实现软开闭,因此可以大大地降低开关损耗和
噪声。在这些拓扑中,相移ZVS全桥拓扑在中、高功率
应用中得到了广泛采用,因为借助功率MOSFET的等效
输出电容和变压器的漏感可以使所有的开关工作在ZVS
状态下,无需额外附加辅助开关。然而,ZVS范围非常
窄,续流电流消耗很高的循环能量。近来,出现了关于
相移全桥拓扑中功率MOSFET失效问题的讨论
[3]
。这种
失效的主要原因是:在低反向电压下,MSOFET体二极
管的反向恢复较慢。另一失效原因是:空载或轻载情况
下,出现Cdv/dt直通。在LLC谐振变换器中的一个潜在
失效模式与由于体二极管反向恢复特性较差引起的直通
电流相关
[5][6]
。即使功率MOSFET的电压和电流处于安
全工作区域,反向恢复dv/dt和击穿dv/dt也会在如启动、
过载和输出短路的情况下发生。
LLC谐振半桥变换器
LLC谐振变换器与传统谐振变换器相比有如下优势
[7]
:
宽输出调节范围,窄开关频率范围
即使空载情况下,可以保证ZVS
利用所有的寄生元件,来获得ZVS。
LLC谐振变换器可以突破传统谐振变换器的局限。正是
由于这些原因,LLC谐振变换器被广泛应用在电源供电
市场。LLC谐振半桥变换器拓扑如图1所示,其典型波
形如图2所示。图1中,谐振电路包括电容C
r
和两个与之
串联的电感L
r
和L
m
。作为电感之一,电感L
m
表示变压器
的励磁电感,并且与谐振电感L
r和谐振电容Cr共同形成
一个谐振点。重载情况下,L
m会在反射负载R
LOAD
的作用
下视为完全短路,轻载情况下依然保持与谐振电感L
r串
联。因此,谐振频率由负载情况决定。L
r 和Cr决定谐振
频率f
r1
,Cr和两个电感Lr 、Lm决定第二谐振频率f
r2
,随
着负载的增加,谐振频率随之增加。谐振频率在由变压
器和谐振电容C
r
决定的最大值和最小值之间变动,如公
式1、2所示。
rr
1r
CL2
1
f
•π
=
(1)
()
rmr
2r
CLL2
1
f
•+π
=
(2)
图
1. LLC谐振变换器
AN-9067 APPLICATION NOTE
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图
2. LLC谐振变换器的典型波形
LLC谐振变换器的失效模式
启动失效模式
图
3. 启动时功率MOSFET的测得波形
图
4. 启动时功率MOSFET的仿真波形
图3和图4给出了启动时功率MOSFET前五个开关波形。
在变换器启动开始前,谐振电容和输出电容刚好完全放
电。与正常工作状况相比,在启动过程中,这些空电容
会使低端开关Q2的体二极管深度导通。因此流经开关
Q2体二极管的反向恢复电流非常高,致使当高端开关
Q1导通时足够引起直通问题。启动状态下,在体二极管
反向恢复时,非常可能发生功率MOSFET的潜在失效。
图5给出了LLC谐振半桥变换器启动时的简化波形。
图6给出了可能出现潜在器件失效的工作模式。在t
0
~t
1
时
段,谐振电感电流I
r
变为正。由于MOSFET Q1处于导通
状态,谐振电感电流流过MOSFET Q1 沟道。当I
r
开始上
升时,次级二极管D1导通。因此,式3给出了谐振电感
电流I
r
的上升斜率。因为启动时v
c
(t)和v
o
(t)为零,所有的
输入电压都施加到谐振电感L
r
的两端。这使得谐振电流
剧增。
dt
L
N
N
)t(v)t(vV
di
r
s
p
oLin
r
⋅−−
=
(3)
图
5. 启动状态下潜在失效模式的简化波形
在t
1
~ t
2
时段,MOSFET Q1门极驱动信号关断,谐振电感
电流开始流经MOSFET Q2的体二极管,为MOSFET Q2产生
ZVS条件。这种模式下应该给MOSFET Q2施门极信号。由
于谐振电流的剧增,MOSFET Q2体二极管中的电流比正
常工作状况下大很多。导致了MOSFET Q2的P-N结上存储
更多电荷。
在t
2
~t
3
时段,MOSFET Q2施加门极信号,在t
0
~t
1
时段
剧增的谐振电流流经MOSFET Q2沟道。由于二极管D1
依然导通,该时段内谐振电感的电压为:
s
p
oL
N
N
tvtv ⋅+ )()(
。该电压使得谐振电流i
r
(t)下降。然
而,
s
p
oL
N
N
tvtv ⋅+ )()(
很小,并不足以在这个时间段
内使电流反向。在t
3
时刻,MOSFET Q2电流依然从源
极流向漏极。另外,MOSFET Q2的体二极管不会恢
Id_Q2:2A/div
Id_Q1:2A/div
Vds_Q1:100V/div
Vds_Q2:100V/div
1us/div
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复,因为漏源极之间没有反向电压。下式给出了谐振
电感电流
I
r
的上升斜率:
dt
L
N
N
tvtv
di
r
s
p
oL
r
⋅+
=
)()(
(4)
在t
3
~t
4
时段,谐振电感电流经MOSFET Q2体二极管续
流。尽管电流不大,但依然给MOSFET Q2的P-N结增加
储存电荷。
在t
4
~t
5
时段,MOSFET Q1通道导通,流过非常大的直
通电流,该电流由MOSFET Q2体二极管的反向恢复电
流引起。这不是偶然的直通,因为高、低端MOSFET正
常施加了门极信号;如同直通电流一样,它会影响到该
开关电源。这会产生很大的反向恢复dv/dt,有时会击穿
MOSFET Q2。这样就会导致MOSFET失效,并且当采
用的MOSFET体二极管的反向恢复特性较差时,这种失
效机理将会更加严重。
(a) t
0
-t
1
(b) t
1
-t
2
(c) t
2
-t
3
(d) t
3
-t
4
(e) t
4
-t
5
图
6. LLC谐振半桥变换器的潜在失效工作模式
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