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反激电源及变压器设计
Ofweekee.ofweek.com 电子工程网 中国领先的电子工程专业媒体 vin×(t1-0)=Vout×(t2-1),假如整个工作周期为T,占空比为D, 那么就是:Vin×D=vout×(1-D) 那么输出电压和占空比的关系就是:Vout=Vin×D/(1D) 同吋,我们注意看MOS管和二极管D1的电压应力,都是Vin+vout 另外,因为是CM模式,所以从电流波形上可以看出来,二极管存在反向恢 复问题。OS开通时有电流尖峰。 上面的工作模式是电流连续的CCM模式。在原图的基础上,把电感量降低为 80uH,其他参数不变,仿真看稳态的波形如卜 11电压应力 9030 的vd 动 t0吋刻,Q1开通,那么D1承受反向电压截止,电感电流在输入电压作用下 从0开始线性上:升。 t1时刻,Q1关断,由于电感电流不能突变,所以,电感电流通过D1,向C1 允电。并在C1两端电压作用下,电流下降 t2时刻,电感电流和二极管电流降到零。D1截止,MOS的结电容和电感开 始发生谐振。所以可以看见MoS的vds电压出现周期性的振荡 t3时刻,Q再次开通,进入一个新的周期 电子工程网 Ofweekee.ofweek.com 电子工程网 中国领先的电子工程专业媒体 在这个工作模式中,因为电感电流会到零,所以是电流不连续的DCM模式 有叫做能量完全转移模式,因为电感中储存的能量完全转移到了输出端。而二极 管因为也工作在DCM状态,所以没有反向恢复的问题。但是我们应该注意到, DCM模式的二极管、电感和MoS漏极的峰值电流是大于上:面的CCM模式的。 需要注意的是在DCM下的伏秒积的平衡是 Vinx(tl-to)=Vout (t2-t1) 只是个波形的正反问题。就好象示波器的探头和夹子如果反过来,那么波形 就倒过来。 你注意看图的右边,看波形具体的定义是什么。有的波形是两个点相减出来 的 看波形图也要配合这原理图来看的。 当MOS开通的时候,二极管D1承受着反压,是一个负的电压。MOS关断的 时候,二极管导通,正向压降很低二极管的反向恢复,和其工作时P结的载流 子的运动有关系。DCM时,因为二极管已纤没有电流流过了,内部载流子已经完 成了复合过程。所以不存在反向回复问题。会有一点点反向电流,不过那是结电 容造成的。 在CCM和DCM模式有个过渡的状态,叫CRM,就是临界模式。这个模式就是 电感电流刚好降到零的时候,MOS开通。这个方式就是DCM向CCM过渡的临界模 式。CCM在轻载的时候,会进入DM模式的。CRM模式可以避免二极管的反向恢 复问题。同时也能避免深度DCM时,电流峰值很大的缺点。要保持电路一直工作 在CRM模式,需要用变频的控制方式。 我还注意到,在DCM模式,电感电流降到零以后,电感会和MOs的结电容谐 振,给MS结电容放电。那么,是不是可以有种工作方式是当MOS结电容放电到 最低点的时候,MOS开通进入下一个周期,这样就可以降低MS丌通的损耗了。 答案是肯定的。这种方式就叫做准谐振,QR方式。也是需要变频控制的。不管 是PWM模式,CRM模式,ΩR模式,现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。 2、那么我们常说,反激 flyback电路是从buck- boost电路演变而来,究 竟是如何从buck- boost拓扑演变出反激 flyback拓扑的呢?请看下面的图: 电子工程网 Ofweekee.ofweek.com 电子工程网 中国领先的电子工程专业媒体 D1 mu430 pulse 200u 20 uty: UN lOU 这是基本的buck-b0ost拓扑结构。下面我们把MoS管和二极管的位置改变 下,都挪到下面来。变成如下的电路结构。这个电路和上面的电路是完全等效 的。 y dc 200 2 100u dufy.x 432 接下来,我们把这个电路,从A、B两点断开,然后在断开的地方接入一个 变压器,得到下图: 电子工程网 Ofweekee.ofweek.com 电子工程网 中国领先的电子工程专业媒体 3 ICU mu430 duty. 3 1i 430 为什么变压器要接在这个地方?因为buck- boost电路中,电感上承受的双 向伏秒积是相等的,不会导致变压器累积偏磁。我们注意到,变压器的初级和基 本拓扑中的电感是并联关系,那么可以将变压器的劢磁电感和这个电感合二为 。另外,把变压器次级输岀调整一下,以适应阅读习惯。得到下图 ∠k mur430 mu430 4 dc 4bu 电子工程网 Ofweekee.ofweek.com 电子工程网 中国领先的电子工程专业媒体 这就是最典犁的隔离『 I aback电路了。由于变压器的工作过程是先储能量 后释放,而不是仅仅担负传递能量的角色。故而这个变压器的本质是个耦合电感。 采用这个耦合电感米传递能量,不仅可以实现输入与输出的隔离,同时也实现了 电压的变换,而不是仅仅靠占空比来调节电压。 由于此耦合电感并非理想器件,所以存在漏感,而实际线路中也会存在杂散 电感。当MoS关断吋,漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压 尖峰,从而会导致器件的损坏。故而,我们必须对洧感能量进行处理,最常见的 就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量,用R来耗散之。 TUN30 4 22n lOOK 100u y de 1U up ulse rp404 duty 0.3 下面先让我们仿真一下反激 flyback电路的工作过程。在使用耦合电感仿真 的时候,我们需要知道 saber中,耦合电感怎么用。简单的办法,就是选择一个 理想的线性变压器,然后设置其电感量来仿真。还有一个办法,就是利用耦合电 感K这个模型来仿真。下图是我们用来仿真的电路图,为了让大家能看到元件参 数的设置,我把所有元件的关键参数都显示出来了。还有,因为仿真的需要,我 把输入和输出共地,实际电路当然是隔离的 电子工程网 Ofweekee.ofweek.com 电子工程网 中国领先的电子工程专业媒体 1 st inductor t。 couple:1 ouple: 1. 12 430 1 12 byu26c 100u Clamp vds offset: D rtime 50n ftime 50 细心的朋友可能会注意到,变压器的初级电感量是202uH,参与耦合的却只 有200uH,那么有2u是漏感。次级是50uH,没有漏感。变压器的电感比是200: 50,那么意味着变压器的匝比NPNS-2:1设定瞬态扫描,时间10ms,步长10ns, 看看稳态时的波形吧: 器桓鳆电 00 烈整三 压神想 包流成形 下面先简单叙述其工作原理 电子工程网 Ofweekee.ofweek.com 电子工程网 中国领先的电子工程专业媒体 L0时刻,MOS开通。变压器初级电流在输入电压的作用下,线性上升,上升 速率为Ⅴin/11。变压器初级电压感应到次级,整流二极管反向截止。二极管承 受反压为Vin/(NP/NS)+Vout。 1时刻,MOS关断。变压器初级电流被强制关断。我们知道电感电流是不 能突变的,而现在MOS要强制关断初级电流,那么初级电感就会在MOS关断过程 中,在初级侧产生一个感应电动势。根据电磁感应定律,我们知道,这个感应电 动势在原理图中是下正上:负的。这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级, 由于次级的同名端和初级是反的。所以次级的感应电动势是上正下负。当次级的 感应电动势达到输出电压时,次级整流二极管导通。初级电感在MOS开通时储存 的能量,通过磁芯耦合到次级电感,然后通过次级线圈释放到次级输出电容中 在向输出电容中转移能量的过程中,由于次级输岀电容容量很大,电压基木不变, 所以次缴电压被箝位在输出电压Vout,那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例 关系,所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/(NS/NP),这里为了简化分析, 我们忽略了二极管的止向导通压降。 现在我们引入一个非常重要的概念,反射电压Vf。反射电压Ⅵf就是次级绕 组在向次级整流后的输出电容转移能量时,把次级输岀电压按照初次级绕组的匝 数比关系反射到初级侧绕组的电压,数值为:Vf=(Vout+vd)/(NS/NP),式中, Vd是二极管的正向导通压降。在本例中,Vout约为20,Vd约为1V,NP/NS=2, 那么反射电压约为42V。从波形图上可以证实这一点。那么我们从原理图上可以 知道,此时MOS的承受的电压为Vin+Ⅴf。 也有朋友注意刭了,在MOS关断的时候,Vds的波形显示,MOS上的电压远 超过 Vintvf!这是怎么回事呢?这是因为,我们的这个例子中,变压器的初级 有漏感。漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次缴的。那么MOS关断过程中,漏感 电流也是不能突变的。漏感的电流变化也会产生感应电动势,这个感应电动势因 为无法被次级耦合而箝位,电压会冲的很高。那么为了避免MOS被电压击穿而损 坏,所以我们在初级侧加了一个RC吸收缓冲电路,把漏感能量先储存在电容里, 然后通过R消耗掉。当然,这个R不仅消耗漏感能量。因为在MoS关断时,所有 绕组都共享磁芯中储存的能量。其实,留意看看,初级配上RCD吸收电路,和次 级整流滤波后带一个电阻负载,电路结构完全是相同的。故而初级侧这时候也像 个输出绕组似的,只不过输出的电压是Vf,那么ⅵf也会在RCD吸收回路的R 上产生功率。因此,初级侧的RCD吸收回路的R不要取值太小,以避免Ⅵf在其 上消耗过多的能量而降低效率。t3时刻,MOS再次开通,开始下一个周期。那么 现在有一个问题。在一个工组周期中,我们看到,初级电感电流随着MOS的关断 是被强制关断的。在MOS关断期间,初级电感电流为0,电流是不连续的。那么, 是不是我们的这个电路是工作在DCM状态的呢? 在∫ layback电路中,CM和DCM的判断,不是按照初级电流是否连续来判断 的。而是根据初、次级的电流合成来判断的。只要初、次级电流不同是为零,就 电子工程网 Ofweekee.ofweek.com 电子工程网 中国领先的电子工程专业媒体 是CCM模式。而如果存在初、次级电流同时为零的状态,就是DCM模式。介于二 者之间的就是CRM过渡模式。 所以根据这个我们从波形图屮可以看到,当MOS开通时,次级电流还没有降 到零。而MOS开通时,初级电流并不是从零开始上升,故而,这个例子中的电路 是工作在CCM模式的。我们说过,CM模式是能量不完全转移的。也就是说,储 存在磁心中的能量是没有完仝释放的。但进入稳态后,每周期MOS开通吋新增储 存能量是完仝释放到次级的。否则磁芯会饱和的。 在上面的电路中,如果我们增大输出负载的阻值,降低输出电流,可以是电 路工作模式进入到DM状态。为了使输出电压保持不变,MOS的驱动占空比要降 低一点。其他参数保持不变。 1st_ inductor to_couple: 1.11 2nd inductor to couple: 1.12 ur430 2u 12 100u bvv26e 100 feet: D amp duty 0.13 rtime:un firme 50 同样,设定瞬态扫描,时间10ms,步长10ns,看看稳态时的波形吧: 电子工程网

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