高效率音频功率放大器

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一种高效的音频功率放大器设计方案,主要是通过分立元件的设计思想,对音频功率放大器的设计过程有详细的描述
Co 三角波振荡器 LM3II RL ()电路方案 06 GWWWWVWAAAAA HH山 (b)波形图 图5.1.2D类功率放大器基本原理图 1.3正弦脉冲宽度调制SPM( Si nusoi da| Pulse wi dt h modul at i0n)的基 本原理 根据采样控制理论屮的沖量等效原理:大小、波形不相同的窄脉冲变量作用 于惯性系统时,只要它们的冲量(即变量对时闩的积分)相等,其作用效果基本 相同,且窄脉冲越窄,输出的差异越小。这一结论表明,惯性系统的输出响应主 要取决于系统的冲量,即窄脉冲的面积,而与窄脉冲的形状无关。图5.1.3给出 了几种典型的、形状不同而冲量相同的窄脉冲,图5.1.3(a)为矩形脉冲,图5.1.3 (b)为三角脉冲,图5.1.3(c)为正弦半波脉冲,它们的面积(冲量)均相同, 当它们分别作用在同一个惯性系统上时,其输出响应效果相同。 f(o (a) 图5.1.3形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 依据上述原理,可将任意波形用一系列冲量与之相等的窄脉冲进行等效。如 图5.1,4所示,以正弦波为例,将一正弦波的正半波k等分(图中k=7),其中 每一等分所包含的面积(冲量)均用一个与之面积相等的、等幅而不等宽的矩形 脉冲替代,且使每个矩形脉冲的屮心线和等分点的屮线重合,如此,则各个矩形 脉冲宽度将按荘炫规律变化。这就是SPWM控制的理论依据。由此得到的矩形 脉冲序列称为SPWM波形。 图5.1.4与正弦波等效的矩形脉冲序列波形 如上图所示,将正弦波在一个周期内N等份(N为偶数),其中每一等份的 时间问隔均为2/N。按冲量等效原理,正弦波在每·等分所包含的面积,都可 用一个矩形脉冲与之等效。设矩形脉冲的幅值为U△n,正弦波的幅值为Um,等 效矩形波形的幅值为Uυ’则各等效矩形脉冲波的宽度δ为 r(i-1) cOS( COS in B 式中 β是各时间间隔分段的中心角,也就是各等效脉冲的位置中心角。以上的 公式表面:由冲量等效的原理得出的等效脉冲宽度8与分段中心角B的弦值 成正比。 同埋,以音频信号为调制波,高频三角波为载波,经比较电路调制,即可得 到占空比随音频幅度规律变化的SPWM信号。三角波的频率∫与正弦波的频率 f之比为f、/f=N称为载波比,为使输出波形的正负半波对称,N应为偶数 如果假定在正弦波大于三角波的部分所产生的脉冲的中心位置,和每一段脉冲的 中心位置重合,并以代表的话,则角度月可表示为 其屮i=1,2,3…,N 在图5.1.5中,当三角波的频率远人于正弦波的频率时,可以认为△abg与△cdg相 b 似,所以cd 。由于 g b 2丌 g=Un(UMn为一角波的幅值) g= c sinβ,(Un为正弦波幅值) 2丌U, 如果令脉宽δ.≈cd,则δ Sin 当N≥20时,sin 丌 此时将B 2m丌 代入上式就可以得到 2 SIn SIn 上式说明:当载波比N固定,且大于20以上时,在比较器输出端产生的矩形脉 冲,其宽度正比于正弦波的幅偵与三角波幅值之比,该脉冲宽度也正比于分段中 心角β的正弦值。 C 图5.1.5正弦波与三角波调制图 二、D类放大设计举例高效率音频功率放大器设计 1任务(第五届全国电子设计竞赛D题) 设计并制作一个高效率音频功率放大器及其参数的测量、显示装置。功率放 大器的电源电压为+5(电路其它部分的电源电压不限)。负载为89电阻 1.1基本要求 (1)功率放大器 a,3db通频带为300~3400HZ,输出正弦信号无明显失真。 b.最大不失真输出≥W。 C.输入阻抗>10kg,电压放大倍数1~20连续可调。 d.低频噪声电压(20kHZ以下)≤10m,在电压放大倍数为10、输入 端对地交流短路时测量 e.在输出功率500m时测量的功率放大器效率(输出功率/放大器总 功耗)≥50%。 (2}设计并制作一个放大倍数为1的信号变换电路,将功率放大器双端输出 的信号转换为单端输出,经RC滤波供外接测试仪表用,如下图所示 测试用RC滤波器 输入 796g 高效率 信号 外接 82 0.01E 测试 功率放大器 变换电路 仪表 (3)设计制作一个测量放大器输出功率的装置,要求具有3位数字显示,精 度优于5% 1.2发挥部分 (1)34B通频带扩展致30HZ~20kHz。 (2)输出功率保持为200mM,尽量提高放大器效率。 (3)输出功率保持为200mw,尽量降低放人器电源电压 (4)增加输岀短路保护功能。 (5)其他 1.3说明 (1)米用开关方式实现低频功率放大(即D类放大)是提高效率的主要途经 之一,D类放大原理框图如图所示。本例如选用D类放大方式,不允许使用D类 功率放大集成电路。 (2)效率计算中的放大器总功耗是指功率放大器部分的总电流乘以供电电 压(+5V),不包括“基本要求”中第(2)、(3项涉及的电路部分功耗,制作时注 意便于效率测试。 (3)在整个测试过程屮,要求输出波形无明显失真。 低通滤波 输入PWM 高速开 关电路 89 2任务分析 此例的任务是设计一个髙效率音频功率放大器,其设计核心是:如何提高放 大器的输出功率和提高其效率。具体要求为:(1)功率放大器的电涼电压为+5ν (电路其他部分的电源电压不限);(2)最大不失真输出功率不小于1W;(3)在输 出功率500mW吋测量的功率放大器效率(输出功率/放大器总功耗)≥50%:(4) 输出功率在200mW时,尽量提高放大器的效率,尽量降低放大器电源电压;(5 功率测量与显示单元。根据设计要求,整个设计任务出功率放大单元、信号变换 电路单元、输出功率现实单元和保扩电路单元组成,如图5.2.1所示,其核心时 功率放大单元,由前面对A、B、C类放大的论述可知,A类功率放大器的最高效 率仅为45%左右,其效率无法满足任务要求;C类功率放大器的效率可以满足任 务要求但其电流波形失真太大,因而不能用于低频功率放大,只能用于采用调 谐回路作为负载的谐振功率放大;B类功率放大器效率理想情况下可达78.5%, 可以满足在输出功率500mw时测量的功率放大器效率(输出功率/放大器总功耗) ≥50%的设计要求,但与D类功率放大器相比,D类放大的效率更高理论上可达 100%,更重要的是可以较好的满足输出功率在200~w时,尽量提高放大器的效 率,尽量降低放大器电源电压的设计要求。由此可见,选择D类功率放大器完成 设计任务是首选 输入 高效率 信号 A/D采样 R L 与单片机 显示电路 功率放大器 变换电路 处理电路 保护电路单元 图5.2.1整体设计系统框图 3理论计算 3.1最大负载电压Vm 当功夲放大器输出的最大不失真功率为1N时,对应8Ω负载上的电压峰峰值 为V p-p 2√2×√Wx89-8 在+5T的单电源供电情况下,D类放大若采用推挽单端输出方式,其负载上 电压的峰峰值小于电源电压,即负载上电压峰峰值小于5,无法满足最大不失 真功率为1W的要求,D类放大若采用H型桥式输岀方式,其负载上屯压的峰峰 值可达到2倍的电源电压,即负载上的电压峰峰值可达到10,能够满足最大不 失真输出功率为1W的婁求,因此必须采用H型桥式输出方式。 3.2H型桥式功率驱动电路 采用H型桥式的υ类放大器可以实现平衡输出,易于改善放大器的输出滤波 特性,并可减少干扰。在+5V的单电源供电情况下,H型桥式电路负毂上电压峰 峰值接近电源电压的2倍,其电路如图5.2.2所示。 电路工作原理为:当Q1、Q4同时导通时,Q2、Q3同时截止,此时加在负载 上的电压降V=Vc;当Q2、Q3同时导通时,Q1、Q4同时截止,此时加在负载 上的电压降VA=-c’因此,负载上的电压降可达到2倍的电源电压。由于电 路屮含有LC无源滤波电路,故实际加在负载上的压降略小于2倍的电源电压。 Q3 驱动言号输入 负彰电阻 A Q4 Q2 驱动信号输入2 图5.2,2H型桥式功率驱动电路 3.3I型桥式驱动电路屮的直通现象 H型桥式驱动电路中,同一个桥臂的两个开关管从宏观上说是互补关系,上 桥臂开通时,下桥臂是关断的;反之,下桥臂开通时,上桥臂是关断的。很明显, 如果上、下桥臂的开关驱动信号是这种严格的互补倒相关系的话,那么在上、下 桥臂开关状态转换时,由于开关管自身存在开通和关断的响应时问,在上(或下) 桥臂开关管已开通完成,且下(或上)桥臂开关管还没有完全关断时,就会产生 上:、卜桥臂直通的故障。为了避免上(或下)桥臂开关管关断与卜(或上:)桥臂 丌关管开通时产生直通现象,在上(或下)桥臂开关管关断过程中,下(或上) 桥臂开关管必须等上(或下)桥臂开关管进入稳定截止状态以后,即等待Δt后, p硎M控制信号再给下(或上)桥臂开关管开通的驱动信号。以此类推,得到图5.2 的驱动信号波形。从图可知,在PW信号的前后沿,即上、卜桥臂开关状态转换 的时刻,有一个上、下桥臂都截止的时间Δ,通常把这个Δ叫做死区时间r。 为了避免直通现象的发生,则必须在PW信号中加入死区时间 9 附离 大 Cnl 离 放大 a 图5.2.3上下桥臂的直通现象 3.4信号放大倍数 假定载波(三角波)幅值为U&’调制波(正弦波)幅值为U,电压调制系 数为M=U/U4,由以上SPW调制分析可知,为了使sPW波调制脉冲序列呈 正弦波规律变化,调制波(正弦波)的幅值不能大于载波(三角波)的幅值,即 U、≤UA(M≤1),而且在M≤1时,SPW波中所含的基波(正弦波)幅值U和 调制比M呈线性关系。改变调制比的大小,即可成正比例地控制输出电压的基 波幅值大小,输出电压的基波嘔值表达式为: MxV 由上式可得,输出电压的基波幅值Um=xc=,xU是输入调制波 (正弦波)幅值廴的℃倍,即,调制波(正弦波)经过载波(三角波)调制 后,调制波(正弦波)的幅值被放大了-C℃倍,定乂此放大倍数为调制增益 A12=m。设前置放大电路单元的放大倍数为A1,则,整个D类放大电路的 增益为A=A1A2 3.5载波(三角波)频率 对S硎波进行傅立叶分解可知,载波(三角波)频率越髙,调制得刭的SPW 波形中谐波成分的频率就越高,容易通过低通滤波器滤掉,而且谐波的幅值相对 基波的幅值很小,波形失真度小。但是,载波(三角波)的频率又不能无限的增

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