2.4GHz WiMAX直接变频发射机

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WiMax全球微波互联接入,也叫802·16无线城域网或802.16,是一项新兴的宽带无线接入技术,能提供面向互联网的高速连接,数据传输距离最远可达50km,又有相当高的安全性能,WiMAX的技术起点较高,采用了代表未来通信技术发展方向的OFDM/OFDMA、AAS、MIMO等先进技术,随着技术标准的发展,WiMAX逐步实现宽带业务的移动化,而3G则实现移动业务的宽带化,两种网络的融合程度会越来越高。
AN826 简介 本应用笔记目的是示范AD公司 WiMAX5V发射信号链在 AD980/D962 MXFE 最高27GHz频率下的应用。 ADC 随着无线通信行业迈向更高的RF频率,调制带宽越来越 ADC 宽,数据速率也越来越高,日益需要高性能线性发射链。 卫 MODULATOR WiMAX无线宽带网络响应了这一趋势。在点对点和点对 ADL5Y7S FVGA DAC 多点固定应用中,2.5GHz和3.5GHz频段的部署工作已经 开始。利用宽带正交频分多路复用(OFDM)调制,可以实 人j DAC L〓〓〓m〓画mmmm 现高达80Mbps的数据速率 80216 WiMAX固定或移动标准基于2N载波OFDM调制 AD8C62 FRACTONALN 802.16d支持256点,802.16e支持512至2048点。2个子载波 RMS POWER SYNHESTZER DETECTOR ADF45153 中的每一个均可采用QPSK、16QAM或64QAM数据序列 Figure 2. Direct Conversion TX Chain 进行调制。上述标准还支持从1.25MIz至20MIHz的不同信 该架构包括发射DAC、固定增益IQ调制器、LO小数N分频 号带宽以适应各种速率,不过目前配置定义了5MHz至10 频率合成器、RVGA和均方根功率检波器。DAC输出端还需 MHz的信道带宽。OFDM复合信号包络幅度可表现出明显 要片外低通滤波器,以滤除釆样频率倍频处的镜像。DAC 的波峰和波谷,调制深度接近100%,峰均比大约为10dB。 和频率合成器需要3.3V电源,而所有其他元件采用5V单 这对发射链的线性度提出了严格要求。 电源供电。用于Tx信号链的具体元件如下 为了解决这些挑战,选择了直接变频架构。对于该特定分 ·AD9860/AD9862,12位/14位、128MSPS采样DAC, 析,评佔了从基带信号生成直至电压控制放大器和功率检 SNR≥70dB 波器功能(但不包括功率放大器)整个Tx信号链。重点是 ADL5373,3 GHz IQ调制器 无线宽带( Wibro)频段2.3GHz至24GHz,该频段在韩国用 ADF1153,4 GHz LO小数N分频频率合成器 于部署802.16d(固定)和802.16e(移动)标准。不过,此信号 ADL5330,2.7GHz电压控制放大器/衰减器VGA 链在高达27GHz的频率下也可使用(性能详情请参见AD9862 A8362,27GHz均方根功率检波器 ADL5373、ADL5330、ADF4153和AD8362数据于册)。 鉴于OFDM信号的性质以及极高数据速率带来的严格矢量 架构 误差幅度(EVM要求,根据上述元件在最高2.7GH频率下 无线电架构为直接上变频,具有下列优点:元件数少、更 的线性度和噪声性能,选择了上述元件。 少混频杂散、更少滤波器、更低功耗。 以下部分介绍该Tx信号链内的各主要功能,重点说明系统 此外,该架构仅需要单一上变频操作,因此仪需一个频率 设计原理、实现方案和接口 合成器。事实上, WIMAX OFDM或正交分频多址( OFDMA)信 号内的大量子载波使得这种调制对相位噪声十分敏感,因 为N个子载波均会通过木振(LO)的相位噪声进行调制。为 此,必须尽可能减小加入调制的相位误差量。 Rey b i page3 of 16 AN-826 模拟基带信号生成 可以增加DAC釆样频率。因此,镜像表现为远离主输入信 TX DAO是该信号链内最重要的元件之一,因为它需要提供 号。图3和图4显示的是在AD9860/AD9862上使能4插值滤 最接近理想状态的模拟信号,以便执行上变频和放大 波器的效果。 DAC信噪比(SNR)和采样速率决定了驱动IQ调制器的调制 信号的频谱纯度及信号质量。 SNR和SFDR 为本应用选择的 TX DAC是AD9860/AD9862混合信号前端 系列(MxFE)芯片,分别为12位和14位,最大采样速率为 128MHz。 TX DAO的输出是电流源,可编程峰值电流介于 2mA和20mA之间。通过寄存器写操作对满量程电流进行 编程,可以灵活调整IQ调制器的峰峰值输入电压,冋时保 持12位/14位分辨率 在本应用中,建议信噪比至少为60dB,以便满足最大功率 =120 水平下的频谱模板和最低功率水平下的EVM例如,即使在天 20406080 100 FREQUENCY(MHz) 线最小输出功率下,64QAM四分之三OFDM也需要314dB 图3.AD9860/AD9862 TX DAO通过1×插值生成OFDM信号 的信噪比加上裕量)。12位AD9860和14位AD9862均提供优 ( ISAMPLE=32MSPS,1×插值) 于70dB的信噪比。在某些BTS应用中,需要更高的信噪比 来满足严苛的频谱模板,此时建议使用16位DAC,例 如AD9779。 此外,无论信号频率位于1MHz还是6MHz,第一奈奎斯 特区内的无杂散动态范围(SFDR)在-76dBc下始终恒定。例 如,当处理大信号带宽时,例如以直流为屮心的OFDM10 MHZ WiMAX信号,这一特性很有用。 采样频率 采样频率可根据最大调制带宽适当加以选择。例如,具 有875MHz带宽的 Wibro复OFDM信号需要的DAC采样速率 =120 fmc至少为2×10MHz,或者两倍于奈奎斯特最小值 FREQUENCY(MHz) 图4.AD9860/AD9862 TxDAO通过4插值生成OFDM信号 (OFDM调制采样频率=n×带宽=8/7×8756=10MHz)。但所 ( SAMPLE=32MSPS,4x插值) 有采样混叠将位于n×20MHz,从而落在20MHz以上的RF 频率带宽的频段上。此类镜像仪可在DAC输出端通过片外 因此,虽然Tx数字数据仅以20MH速率更新,但4×插值滤 重构滤波器进行滤波。 波器将总体采样速率有效增加至80MHz。这样DAC输出端 对在采样频率倍频处的镜像进行优质滤波需要更高阶滤波 便可提供简单三阶贝塞尔LPF(参见“IQ调制器”部分) 器实现。使用DAC内提供的插值滤波器可以避免该问题。 在DAC输入数据速率保持相同的前提下,插值滤波器 Rev.bl Page 4 of 16 AN826 Q调制器 (或-6dBFS),从而设置上述最佳交流电平。接着需要在连 调制器AC驱动电平 接点R1和R施加直流失调,以保持500mV的直流偏置电 调制器I和Q输入应釆用差分驱动。对于峰均比为10dB或更 平。注意,在此较低满量程电流下,DAC交流动态性能降 高的调制,如 WIMAX OFDM,峰值驱动电平应低于压缩 低约2dB。 点至少10dB,以将失真降至最低。最佳电平实际上是通过 直流偏置电平 将调制器输岀端频谱失真降至最低,同时保持足够的信噪 电阻R和R设置直流偏置电平。共模电压建议电平为500mV。 比来确定的。 50Ω值在20mA的DAC满量程电流下产生所需的500mV直 AD9852 流偏置,该直流偏置与R值无关。 基带滤波 DAC1 RI IINPU 在80MHz(20MHz+4x插值)下对信号进行采样时,可定义 ADL5S73 镜像抑制要求。DAC的采样保持作用等效于在频域中通过 sin(x)函数对采样波形进行卷积。 DAC2 Q INPUT Vout(f) sin(fT nfT 图5.DAC与Q调制器的接口 图5中显示了AD9862DAC和ADL5373调制器之间的接口 图3是该采样镜像整形效果的示例。因此,最高镜像通常 电阻Rl和R2为调制器设置直流偏置电平,电阻R设置基带 处于1×f,此处为80MHz I和Q电压电平。 这些采样镜像的电平可用sin(x)x函数来计算。 调制器差分输入电压可用公式1计算,与电阻R和DAC满 采样频率为80MH时,计算的电平在1×f和2×S下分别 量程电流I、成函数关系。 为-31.6dBc和-37.6dBC。上述镜像的测定电平实际上与这 些计算值差别不大:第一和第二镜像分别为-33dBc和-40 2×ID4c×RDc×R 2×Rnc+R =f(D2)=g(R2) dBc。 Rc=R1=R2 位于DAC调制器接口的重构滤波器用于为调制器提供干净 的基带信号,不会因上变频将镜像搬移到RF带宽内。低通 ADL5373具有固定电压增益。调制器输出电平可通过选择 贝塞尔结构具有平坦的带内群延迟)参见图8),十分适合本 适当的输入负载电阻來设置。或者,也可选择较大电阻 应用。在8MH时具有3dB截止频率的三阶滤波器在80MHz 并可将DAC的满量程输出电流调整至所需驱动电平。 时提供50dB抑制,使采样镜像降全80dBc。 对于WMAX这样的OFDM调制,ADL5373IQ调制器的最佳 图6至图8显示了基带滤波器的详细信息。 驱动电平为0650Vpp±10%(详情请参见“寻找lQ调制器最 佳L作点”部分)。在此电平下,调制器输出的均方根功率 PORT PORT L=820nH P3 水平约为-12dBm,在输出功率电平与频谱质量之间达到 了最佳平衡。 C=47pF TC=330pF?R 要获得该输入电压,可使用50ΩR电阻,同吋以20mA满 R4 R=500 量程电流驱动调制器。 PORT L=820nH PORT 不过,通常是在距满量程一定距离的水平下工作。例 图6.基带滤波器原理图,包括源电阻与端接电阻 如,也可选择用于实现烂够髙峰值电压的R(例如选择2009 以实现1.3Vp-P)并将DAC输出电流调整至大约10mA 7 .B Page5 AN826 类似地,AD9862DAC可让直流大调校正电压实现LO泄 漏抑制。 I和Q幅度不匹配校正通过电流缩放来实现。使用精调和粗 调增益控制(寄存器14和寄存器15)均可独立调整Tx通道的 满量程输出电流。在未执行电流缩放时,粗调增益控制可 予以旁路,或者可将电流缩小至满量程电流的1/2或1/11 该操作使电流产生-6dB或-20dB变化。如需更精细的分辨 率,精调增益控制可将每一侧的满量程电流分别缩放±4% 对于LO抑制,可在I通道或Q通道上施加正或负失调。在10 位精度(寄存器10全寄存器13)下,可对任一差分通道施加 100k 1M 10M 100M FREQUENCY (HZ) 最高达20mA满量程±12%(或±24mA)的失调电流。这远高 图7.基带滤波器增蘆响应,以分贝表示 于LO调零通常所需的水平。 增益和失调不匹配在模拟转换后予以校正,从而保持信号 分辨率。调制器输出端的L○泄漏可抑制至75dBc,无用边 带在室温下可缩小至-60dBc。 尽管 WIMAX OFDM信号在直流中无子载波,也必须实现良 好的直流失调校正,以帮助解调器区分WMAX突发脉冲 的开关时间,确保不会使接收机ADC在低发射功率下饱 和。 图9显示在施加直流失调和增益校准后,IQ调制器输出端 的单边带频谱特性。无用边带位于-60dBc,LO泄漏位于 10k 100k 10N 100M FREQUENCY (Hz) 70 dBc 图8.基带滤波器群延迟响应,以秒表示 相RBW50 kHz MARKER1[T1 VBW 200kH 1. 59d Bm 该滤波器应考虑具有最低容差的无源元件,以将I与Q信号 REF 10dBm ATT 15dBm swT 5ms 2.399000000GHz 路径间的不匹配降至最低。 10 OFFSET 3, 5dB DELTA 2 [T1] -5981dB 200000000MHzA 1 SA Lo馈通和边带调零 MARKER 3 T1] AVG 69, 84d m 调制器输出端的IO泄漏有不同来源: 2.400000000GHz ·I和Q间的直流失调 导致差分信号I与或者Q与Q失衡的直流失调 ·LO至RH隔离不良 通常,IO泄漏的最重要来源是信号生成与调制器混频器输 入之间的基带信号上累积的无用直流失调。 g0 FlHNNLANw W/NFT 另一方面,I与Q信号之间的幅度和相位不匹配以及LO90° CENTER 2.4GHz 650kHz/ SPAN 6.5MHz 8 移相器误差也会造成无用的上边带镜像。当 TX DAC配置为 图9直流/增益校准后(DAC+Q调制器输出), 复输出模式时,调制器输出端的有效镜像抑制非常重要, 24GHz下的单边带频谱 因为该杂散会进入通道,且无法进行滤波。该设计中的相 位不匹配无法补偿,但通过DAC一级的独立增益校正可实 现幅度兀配。 Rev. b I Page 6 of 16 AN-826 寻找Q调制器最佳工作点 在第一个频率偏移下(ACP1),随着功率水平下降,越远离 调制器最佳输出电平可通过测量频域中的上变频信号失真 压缩点和三阶交调截点,越有助于减少信号失真并改善 来确定。扫描调制器输入端的输入电压,使得输出功率水 ACPR性能。随着输出功率进·步下降,信噪比降低(因为 平从-6dBm变化至-20dBm。 相对于调制器噪底,信号能量较少)会造成逐dB的ΔCPR降 频谱模板目前正在定义之中,但通常是由当地法规针对带 低。在ACP2给出的第二个频率偏移下,频谱不会再生, 外发射做出规定。迄今为止,韩国 WiBro标准提供适用于 ACPR基本上随信噪比下降而降低 2.3GiHz至2.4GH频段的特定频谱模板,如图10所示。其 50 他模板是针对固定和移动无线电系统定义的,例如在美 国,针对2.5GHz至2.69GHz(FCC04-258)的部署进行了定 义 CHANNEL EDGE 5.45MHZ 例如,图10显示的是 WiBro bts模板的特性,调制信号带 宽为8.75MHz 70 ADJ CHANNEL 10,5MHZ 22-20-18-16-14-12-10 IQ MODULATOR OUTPUT POWER( dBm) 图1.依据 Wibro模板、16 QAM OFDM调制、1和Q输人电压函数 (或Q调制器输出功率),在240MHz下的调制器性能 f1 f2 FREQUENCY OFFSET 图10. BTS WiBro频谱模板(RBW=100kllz) WiBro标准根据天线发射功率指定了不同的ACPR要求。此 处的要求是针对+33dBm大线处的功率水平推算出的 PI≤-345dBr,fl=477MHz(主通道边缘) 65 P2≤-524dBr,f2=923MHz(相邻通道中心) ACP1 图11显示的是依据该屏蔽的16QAM、256-0FDM信号的调 ACP2 制器频谱性能,其中针对10 MHZ OFDM信号调整了偏移。 输入驱动电平已改变,使IQ调制器输出功率处于-20dBn 80 至-6dBm范围内。最佳工作点在大约-12dBm的均方根输 22-20-18-16-14-12-10-8-6 RQ MODULATOR OUTPUT POWeR (dBm) 出下获得,此时屏蔽获得20dB以上的裕量 图12.依据16 QAM OFDM调制、【和Q输入电压函数(或1Q调制 图12显示更一般的ACPR特性,同样是针对10 MHZ OFDM 器输出功率),在2400MHz下的调制器输出ACPR 信号,并将相邻和相间通道功率与主通道功率水平进行比 对于IQ调制器木身, WIMAX OFDM波形的EVM性能在 较。所有通道功率水平在9MH带宽内求积分,ACP1和 0.6%rms时仍十分出色。这主要来自于有限的上边带消除 ACP2分别在载波出现10MHz和20MHz偏移时计算。 和主通道內每个子载波的二阶和三阶交调 Rev.bI Page 7 of 16 AN826 LO频率合成器 对于快速环路,由于杂散处于环路带宽内.衰减数量较 本直接变频架构需要一个本振LO)。从直流至所需RF频率 少。低杂散模式会使能扰动。这将使小数量化噪声随机 的上变频直接通过IQ调制器实现。诸如相位噪声、频率分 化,使其类似于白色噪声,而不是杂散噪声。 辨率和建立时间等性能决定了如何选择小数N分频频率合 频率合成器频率分辨率 成器以生成LO。 IQ调制器IO要求的最低频率分辨率可从802.16标准要求的 相位噪声 信道栅推算出。迄今为止,大多数情况的信道栅要求是 对于上变频,将 TIMAX OFDM信号混合至本振时,相位噪 250kHz,某些特定规范是200kHz。这意味着PLL产生的载 声叠加在所有N个子载波上。 波频率至少应为250kHz的倍数。 IO相位噪声有两方面的影响 参考频率 所有子载波的随机相位旋转 下列公式决定小数N分频频率合成器的编程方式 ·由于特定子载波被N-1个高噪声相邻子载波损毁,出 现载波间干扰。 RF=INT+K/MOD]x[ 为了校正这些构成EVM降低主因的相位误差,OFDM符号 MOD 包含八个子载波,通过巳知数据训练序列进行调制。这些 训练子载波称为导频音,可帮助接收机跟踪和移除IO产生 其中: 的大部分近载波相位噪声。不过,该方法仅能移除慢于符 RF是PLL合成频率。 号周期的相位变化,而快于符号周期的相位变化无法跟f是参考频率,也等于本例中的PFD比较频率。 踪,因此会影响EVM。 INT是整数分频系数 对于64QAM调制OFDM,发射机输出端的EVM要求在3.1% K设置合成频率小数值。 rms下非常严苛。这也是为什么PLL环路带宽和总积分相位 MOD是模数。 误差对PLL设计至关重要的原因。低于1°rms的总相位误差 fx是PLL频率分辨率。 已成为选择频率合成器的标准。 在小数N分频频率合成器中,杂散出现问隔等于通道间隔(小 数杂散),也可以是通道间隔的分数(次分小数杂散)。表1显示 至于整数N分频频率合成器,N分频器足以在提供精细分 模数值对次分小数杂散位置的影响。 辨率的同时合成>23GHz的R频率。在PL环路带宽内,参考 表 和鉴相鉴频器(PFD噪声水平均增加20×log(N)倍。这直接 条件 使PLL总相位误差降低,后者通常可高于1°rms 杂散间隔 MOD能被2整除,但不能被3整除通道步进/2 小数N分频频率合成器由于内在具有良好的相位噪声性能 MOD能被3整除,但不能被2整除通道步进/3 而成为首选。使用较高比较频率吋,可实现极小的频率分 MOD能被6整除 通道步进/6 其它情况 通道步进 辨率,从而有助于减少总相位噪声。上述小数N分频频率 合成器的典型相位噪声误差可小于0.5°rms,非常适合本应 从公式4可以看出,模数值(MOD)取决于PFD频率和信道 用 间隔。信道间隔是固定的,因此选择PFD时应尽可能避免 ADF4153是一款4GHz小数N分频频率合成器,具有三种模 模数值产生次分小数杂散。 式:低噪声模式、低噪声/低杂散模式及低杂散模式。环路 此外,选择的参考频率应足够高,以减小整数IT分频比 滤波器带宽较窄时建议使用低噪声模式,因为环路滤波器 (参见公式3)。大于10MHz的基准频率有助于改善PLL相位 响应已经使杂散衰减。 WiMAX双工模式就是这种情况, 噪声,作用甚至优于整数N分频频率合成器。 不需要快速锁定环路。 Rev. B Page 8 of 16 AN826 锁定时间 图1显示该PLL的闭环相位噪声性能。 PLL锁定时间在下列情况中可能很重要 VCO为 Sirenza vco190-2350(Y),调谐灵敏度为35MHz/V 使用频率双工和时间双工的HFDD系统。 (典型值)。PLL闭环带内相位噪声为-95dBc/Hz。 在用于实现较佳信号质量、增加数据安仝性、避免多 该设计的等效均方根相位噪声仅为0.35°rms,等效于0.6% 路径衰落或避免十扰的跳频期间。 的EⅤM贡献。该小数N分频PLL对于总体EVM性能的贡献 PII锁定时间可通过增加基准或比较频率来优化,如果需 在“总体系统性能”部分中讨论。 要还可增加环路带宽。 对于ADF4153.最高可选择32MH的参考频率或PFD频率, PHASE N忑EAT235G 或者通过可用的倍频器增加PFD频率,同时使用较低频率 的基准时钟。 定义PLL环路带宽时需要在所需建立时间、可接受的相位 10 误差和杂散水平之间进行权衡。环路带宽越大,锁定时间 越短,但相位误差和杂散水平也较高。如果锁定时间不重 要,建议使用窄环路带宽,具体理由如`“相位噪声”部分所 述 性能 10 100k 从该特定特性上看,PLL是专为约20kHz的闭环带宽设 FREQUENCY (Hz) 计的。对于10MHz256OFDM信号,符号持续吋间为256μs, 图14.闭环桕位噪声仿真,2.35GHz 对应于39kH的了载波间隔。因此,PLL环路有意设计成慢 于符号持续时问,以便通过导频跟踪算法跟踪和移除大部 VGA和lQ调制器接囗 分相位噪声。图13显示内置环路滤波器的PIL的原理图。 由于WMAX系统可用于非视线应用,因此有必要对发射 机进行增益控制以根据信道质量调整输出Tx电平。 ADL5330是一款高性能ⅤGA,50Ω1O,在2.3GHz下提供 AVDp DVDD Vp 接近50dB的增益控制,增益控制斜率约为6dB/V。VGA 150ka 增益控制需要0.5V至1.4V的正控制电压。在ⅤGAIN=14 ⑨RnB 470nF工750{220 VCO 35.OMHzN V时,可实现接近15dB的最人增益。实现ADL5373IQ调制 V SUPPLY V 5600F 器与ADL5330接口的基本连接如图15所示 SET ADF45153 510kn GND MUXOUT(14 @@r⑩ LOCK DETECT REFERENCE DATA TCXO10 SDV NOTES 1 AVDD ANALOG POWER SUPPLY. CPGND AGND DGND 2 DVDD DGITAL POWER SUPPLY. 3 VP CHARGE PUMP POWER SUPPLY. 5 CONSULT MANUFACTURERS DATA SHEET FOR FULL DETATLS 图13.PLL环路原理图 AN826 +5V +V 120nH33120nH VPS COM VPS COM ○BBP DAC ADL5373 100F ADL5330 DFFERENTTAL Q邛BN Q MOD RF VGA VOUT OINLO OPHIO 人人 ORF OUTPUT BASEBAND INPU °QBBP DAC Li9INHI OPLO O OQBBN OPF 100pF LOP LOIN ETC1-1-13 100pF LO OUTPUTO GAIN CONTROL ETc1-1-1 图15.IQ调制器和 RF VGA接口 ADL5373专为驱动50Ω负载而设计,可轻松地与VGA实现 接凵。 120nH 120nH 如果要减小来自VGA的功率,建议在调制器和VGA之间添 OPHI A人 Pour =-1dBm MAX 加焊盘。这有助于保持最佳线性度,同时可改善输出噪 ADL5330> 底 PLO 人● 100pF 同时,为了在2GHz至3GHz带宽内工作,建议使用专门匹 ETC1-1-13 InF AD8362 配该带宽的差分至单端巴伦。ADL5330可提供差分输入和 VSET 输出。对于单端接口,使用 Murata SP-LDz49LDB182G5005G 3100g INLO CLPF VTGT VREF 470F 这样的巴伦很有帮助,至少可将RF增益改善1dB。 均方根功率检测 图16.使用AD8362的功率检测 为了使功率控制精确快速,可在功率放大器输岀端使用 AD8362既可接受差分输入(检测范围最佳),也可接受单端 AD8362均方根功率检波器。这是款高精度、宽带均方 输入。由于耦合器的耦合端口不平衡,AD8362特别采用单 根-直流平方律检波器。此平方律函数的输出是正电流,通 端驱动,以适合802.16标准中的所有电位调制。 过片内电容和外部电容CLPF求积分。然后通过直流耦合放 为了移除信号包络残余,平方律检波器的输出端需要使用 大器缓冲所得电压,从而提供叮用于测量和控制用途的输 外部滤波分流电容。对于WiMAⅩ信号,0.1μ电容就能实 出。 现检波精度与建立时间的良好平衡。为」获得更快的响 图16显示通过定向耦合器实现的均方根功率测量。出于实 应,可使用较小电容以及快速采样AD 用目的,器件放置在VGA输出端,但也可用于检测功率放 大器(PA)输出端的功率水平。 表2 CLPF 40dB内精度 建立时间 0.1F +0.3dB/-0.5dB 160us 47 nF 03dB/-075dB 8μS 图29和图30显示了功率检波器的预期测定性能 Rev. 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